第１３卷第１期 电 源 学 报 Ｖｏ１．１３ Ｎｏ．１ ２０１５年１月 Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｊａｎ．２０１５ ＤＯＩ：１０．１３２３４／ｊ．ｉｓｓｎ．２０９５—２８０５．２０１５．１．８７ 中图分类号：ＴＭ ４６ 文献标志码：Ａ 一种新型正一反激变换器的研究 何 林 ，曾怡达 ，朱仁伟 ，李 郎 （１．西南交通大学电气工程学院，成都６１００３１；２．西南交通大学电气工程系，峨眉山６１４２０２） 摘要：在传统对称式电阻、电容、二极管ＲＣＤ（ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｄｉｏｄｅ）箝位正激变换器基础上，通过引入中 间电容和用开关管代替副边的一个二极管，提出了一种具有正反激功能的新型变换器。该变换器在继承传统对称 式ＲＣＤ箝位正一反激变换器的高效率、占空比可大于０．５和低开关管电压应力优点的同时，进一步拓宽输入电压 变化范围和提高输出电压增益。首先分析了变换器工作于激磁电流连续导电模式ＭＣＣＭ（ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ）的工作过程．详细分析了ＭＣＣＭ和激磁电流断续导电模式ＭＤＣＭ（ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ）２种模式下的宽范围和增益特性以及原／副边开关管实现零电压转换ＺＶＳ（ｚｅＹｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈ） 的条件：然后确立了在一定漏电感功率下箝位电阻值与箝位电容电压之间的函数关系曲线，并以此作为选取箝位 电阻参考。最后，通过一台实验样机验证了理论分析的正确性。 关键词：正反激变换器；宽输入；对称式电阻、电容、二极管ＲＣＤ箝住 Ｓｔｕｄｙ ｏｎ Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｆｏｒｗａｒｄ－ｆｌｙｂａｃｋ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ＨＥ Ｌｉｎ ，ＺＥＮＧ Ｙｉｄａ２，ＺＨＵ Ｒｅｎｗｅｉ ，ＬＩ Ｌａｎｇ （１．Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆＥｌｅｃｔｉｒｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｉｒｎｇ，Ｓｏｕｔｈｗｅｓｔ Ｊｉａｏｔｏｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｃｈｅｎｇｄｕ ６１００３１，Ｃｈｉｎａ；２．Ｄｅｐａｒｔｍｅｎｔ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，Ｓｏｕｔｈｗｅｓｔ Ｊｉａｏｔｏｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｅｍｅｉｓｈａｎ ６１４２０２，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｏｎ ｔｈｅ ｂａｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｆｏｒｗａｒｄ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｓｙｍｍｅｔｉｒｃ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｄｉｏｄｅ（ＲＣＤ）ｃｌａｍｐ，ａ ｋｉｎｄ ｏｆ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｆｏｒｗａｒｄ—ｆｌｙｂａｃｋ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｉｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ｂｙ ｉｎｔｒｏｄｕｃｉｎｇ ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ａｎｄ ａ ｓｗｉｔｃｈ ｔｕｂｅ ｔｏ ｒｅｐｌａｃｅ ｔｈｅ ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ｄｉｏｄｅ．Ｎｏｔ ｏｎｌｙ ｉｔ ｐｏｓｓｅｓｓｅｓ ｔｈｅ ｍｅｒｉｔｓ ｏｆ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｆｏｒｗａｒｄ—ｎｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｈｉ ｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｗｏｒｋｉｎｇ ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ ｂｉｇｇｅｒ ｔｈａｎ ０．５ ａｎｄ ｌｏｗ ｓｗｉｔｃｈ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔｒｅｓｓ，ｂｕｔ ａｌｓｏ ｉｔ ｆｕｒｔｈｅｒ ｂｒｏａｄｅｎｓ ｔｈｅ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｒａｎｇｅ ａｎｄ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅ ｇａｉｎ ｏｆ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ．Ｆｉｒｓｔｌｙ，ｈｉｓ ｐａｐｅｒ ａｎａｌｙｓｅｓ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｐｒｏｃｅｓｓ ｏｆ ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ（ＭＣＣＭ），ａｎｄ ａｎａｌｙｓｅｓ ｔｈｅ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ ｏｆ ｗｉｄｅ ｉｎｐｕｔ ｒａｎｇｅ ａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｇａｉｎ ｉｎ ＭＣＣＭ ａｎｄ ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ（ＭＤＣＭ），ｔｈｅ ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ ｏｆ ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈ（ＺＶＳ）ｏｎ ｔｈｅ ｐｒｉｍａｒｙ ａｎｄ ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｕｂｅ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｓ ｔｈｅ ｆｕｎｃｔｉｏｎ ｒｅｌａｔｉｏｎ ｃｕｒｖｅ ｂｅｔｗｅｅｎ ｔｈｅ ｃｌａｍｐｉｎｇ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｃｌａｍｐ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｕｎｄｅｒ ａ ｃｅｒｔａｉｎ ｌｅａｋａｇｅ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ ｐｏｗｅｒ ｗｈｉｃｈ ａｃｔｉｎｇ ａｓ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｔｏ ｃｈｏｏｓｅ ｃｌａｍｐ ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａｎ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｉｓ ｍａｎｕｆａｃｔｕｒｅｄ ｔｏ ｖｅｒｉｆｙ ｔｈｅ ｗｏｒｋｉｎｇ ｔｈｅｏｒｙ ｉｎ ｔｈｅ ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｆｏｒｗａｒｄ－ｆｌｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｗｉｄｅ ｉｎｐｕｔ ｒａｎｇｅ；ｓｙｍｍｅｔｒｉｃ ＲＣＤ（ｒｅｓｉｓｔｎａｃｅ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｄｉｏｄｅ）ｃｌａｍｐ 收稿日期：２０１４—０７—０５ 基金项目：高校基本科研业务费专项基金项目（ＳＷＪＴＵ 引言 ２Ｏ１ １ＣＸ００３ＥＭ。ＳＷＪＴＵ２０ｌ１ＺＴ００２ＥＭ）． Ｐｒｏｊｅｃｔ Ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ ｂｙ Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｆｕｎｄｓ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｃｅｎｔｒａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｉｅｓ（ＳＷＪＴＵ２０ｌ１ＣＸ００３ＥＭ，ＳＷＪＴＵ２０１１－ 正一反激变换器是一种同时工作在正激和反激 ＺＴＯ０２ ＥＭ） 两种模式下的高效率、高功率密度的变换器，随着 ８８ 电 源 市场对变换器功率密度和效率的要求不断提高， 正一反激变换电路得到了广泛的研究与运用Ｎ－３］。 双管正激变换器克服了单管正激变换器中开 关电压应力高的缺点，而且不需要采用特殊的复位 电路就可以保证变压器的可靠磁复位。与全桥变换 器或半桥变换器相比，它不存在桥臂直通的问题， 可靠性高。双管正激变换器经过二极管交错箝位作 为变压器的复位电压，但其可工作占空比Ｄ在０％一 ５０％之间，宽范围适应性差。文献［４］提出一种ＲＣＤ 箝位的双管正激变换器。解决了工作占空比范围限 制的问题，但其输出输入电压比（ｖｄｖｉ ）是关于占空 比Ｄ的一次函数关系，因此也不适合于较宽输入电 压范围场合：而且随着工作占空比的增大。其励磁 电感电流能量的很大一部分将会消耗在箝位电路 电阻上，对效率影响较大。传统的Ｆｌｙｂａｃｋ变换器可 工作占空比范围为０￣／６—１００ｏ６／，输出输入电压比（ 。／ Ｖｉ ）是关于Ｄ／（１一Ｄ）的函数关系，具有高增益特性， 适合于宽输入电压范围［５］。但由于变压器励磁能量 储存的，同时输出电压纹波较大。不适合应用 在功率较大和输出电压质量要求较高的场合。 本文提出了一种对称式电阻电容二极管ＲＣＤ （ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｄｉｏｄｅ）箝位的正一反激变换 器。通过分析激磁电流连续模式ＭＣＣＭ（ｍａｇｎｅｔｉｚ． ｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ）模式下的工作模态以 及与激磁电流断续模式ＭＤＣＭ（ｍａｇｎｅｔｉｚｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｉｓｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ）两种模式下的宽范围特性与增 益表达式，比较了两种工作模式下的性能特性以及 原／副边开关管实现零电压转换ＺＶＳ（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈ）的条件，同时利用功率平衡表达式推导了在 一定漏电感功率下不同箝位电阻值与箝位电容电 压关系式，并绘制其函数曲线作为设计箝位电阻参 考准则。最后通过搭建１台输入电压ｌ００—３４０ Ｖ、 输出电压／电流４８ Ｖ／３ Ａ的实验样机．并验证了理 论分析的正确性。 １ 工作原理 图ｌ为对称式ＲＣＤ箝位的正反激变换器主电 学 报 总第５７期 路结构。为了简化分析，作如下假设：（１） 分 别为变压器原副边等效漏电感， 为变压器激磁电 感，其等效电路如图２所示；（２）除去主开关管Ｑ 、 Ｑ 、Ｑ，的寄生输出结电容Ｃ 、Ｃ 、Ｃ 外，所有半 导体器件均为理想器件；（３）输出滤波电容ｃｎ与储 能电容Ｃ，由于足够大，可以视为恒压源；（４）开关 管Ｑ 、Ｑ 、Ｑ 同时导通同时关断，没有时间差。对一 个开关周期 内变换器工作在ＭＣＣＭ和滤波电感 电流连续模式ＬＣＣＭ（ｆｉｌｔｅｒ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｎ— ｔｉｎｕｏｕｓ ｍｏｄｅ）下的工作模态分时段进行分析。连续 模式下各阶段的等效拓扑如图３所示。 图１对称式ＲＣＤ箝位正一反激变换器 Ｆｉｇ．１ Ｆｏｒｗａｒｄ－ｆｌｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ＲＣＤ ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ 图２对称式ＲＣＤ箝位正一反激等效电路 Ｆｉｇｕｒｅ．２ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｆｏｒｗａｒｄ－ｆｌｙｂａｃｋ ｗｉｔＩｌ ｓｙｍｍｅｔｒｉｃａｌ ＲＣＤ ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ 阶段１［ｔｏ，ｔ１］：ｔ０时刻，开关管Ｑ，、Ｑ２、Ｑ３均导 通，激磁电流 线性上升，变压器副边与电容电压 叠加，变换器工作在等效正激方式，副边二极管 Ｄ。关断，则该阶段激磁电流变化量△ 可以表示为 Ｔ， Ｔ， △ ｍ＝ Ｖｉｎ（ｔｏ－ｔ１）＝ ＶｉｎＤＴ （１） Ｌｍ Ｌｍ 阶段２［ｔｔ，ｔｚ］：ｔ 时刻，开关管Ｑ。、Ｑ：、Ｑ，同时关 断，原边漏电感 ｌｌ【Ｄ与寄生电容Ｃ 、 谐振作用， 副边漏电感 与Ｃ 谐振作用，由于副边漏电感 第１期 何林。等：一种新型正一反激变换器的研究 ８９ 电流峰值与滤波电感 相同，故副边二极管Ｄ０维 持关断状态。 阶段３［ｔ２，ｔ３］：ｔ：时刻，开关管Ｑ。与Ｑｚ上电压 之和等于 －ｎ、 。、Ｖｃ３之和，漏电感电流 开始通过 二极管Ｄ１、Ｄ２向 ｉ 、 ｃ＇、 Ｇ流动，伴随着 ｃ’与 ｃ３ 的轻微上升，开关管Ｑ 与Ｑ：上电压也跟随上升。由 于副边漏电感电流下降速度比滤波电感快，因而副 边二极管Ｄ。导通。 阶段４［ｔ３，ｔ ］：ｔ 时刻，变压器原副边漏感放电 完毕，副边电流ｉ 反向，激磁电流通过变压器副边 与 Ｄ０、Ｑ，流通，工作在Ｆｌｙｂａｃｋ状态。同时滤波 电感继续通过Ｄ０续流。由于开关管Ｑ 上电压与ｉ 非关联，ｉ 通过电容Ｃ４与 流通使其电压下降。 阶段５［ｔ４，ｔ５］：ｔ 时刻，电容Ｃ啷３上电压已经下 降为０，电流ｉ 将通过开关管Ｑ，的体二极管流通构 成Ｆｌｙｂａｃｋ状态，ｔ 时刻整个开关周期结束。 Ｃｏｓｓｉ Ｃｏｓｓ３ （ａ）阶段１［ｔｏ，ｔ１］ （ｂ）阶段２［ｔ。，ｔ：］ （ｃ）阶段３［ｔ２，ｔ３］ （ｄ）阶段４Ｉｔ３，ｔ４］ （ｅ）阶段５［ｔ４，ｔ５］ 图３连续模式下各阶段等效拓扑 Ｆｉｇ．３ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｔｏｐｏｌｏｇｉｃａｌ ｏｆ ｓｔａｇｅｓ ｉｎ ＭＣＣＭ ｍｏｄｅ ２变换器特性分析与设计 传统变换器输出输入电压比（Ｖｏ／Ｖｉ ）关于占空 比Ｄ的函数表达式通常有４种情况：Ｄ，１／（１一Ｄ），Ｄ／ （１一Ｄ），Ｄ（１一Ｄ）。这４种表达式在宽范围输入场合 适用性为Ｄ／（１－Ｄ）＞Ｉ／（１－Ｄ）＞Ｄ＞Ｄ（１一Ｄ）。 （１）励磁电流连续状态 由图３阶段５关于变换器工作于Ｆｌｙｂａｃｋ模式 的工作原理分析可知，变换器工作在ＭＣＣＭ模式 时中间级电容Ｃ 上电压与传统Ｆｌｙｂａｃｋ具有相同 的电压表达式 ，即 ＝ （２） 式中：ｒｔ为变压器原边与副边的匝数比。 根据变换器工作在ＭＣＣＭ模式与ＬＣＣＭ模式 的特点。结合伏秒平衡关系得出输出电压为 ＝Ｄ（ ＋ ）＝ Ｖｉ （３） 式中， 为开关管导通时变压器的二次侧电压。变 换器输出／输人表达式中含有Ｄ／（１一Ｄ）项，与传统 Ｆｌｙｂａｃｋ变换器工作在ＭＣＣＭ模式时具有相同的输 电 源 出电压表达式，因而具有很好的宽范围特性，调节 变压器原边与副边匝数比ｎ即可提高输出电压增 益。但是由于变换器二次侧等效ＢＵＣＫ电路作用， 比传统Ｆｌｙｂａｃｋ变换器输出电压纹波更有优势。 ＭＣＣＭ模式下主要电压电流波形如图４所示。 ｇ１ 。‘ Ｌ ＩＩＩ Ｉ ｎｓ． Ｄｓ Ｇ ● Ｅ。 ：ＩｒＩｒ＿ —一斗Ｌ二 一 Ｄｓ， 一 二兰｛…｛ ● Ｄｏ 一● 。Ｄ 对 亨…荫一 厂 ————— ■—＿＿＝ ｔｔ ｔ２ ｔ３ ｔ４ ｔ５ ｔｏ ｔｌ ｔ２ ｔ３ ｔ４ 图４ ＭＣＣＭ模式下主要电压电流波形 Ｆｉｇ．４ Ｋｅｙ ｃｕｒｒｅｎｔ ａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｉｎ ＭＣＣＭ ｍｏｄｅ 由图４中ｉ 和１， 波形可知，在开关管关断期 间，开关管Ｑ，上电容Ｃ４在副边漏电感作用正向充 电，漏电感放电结束，变换器工作在Ｆｌｙｂａｃｋ模式， 电流 通过体二极管流通，实现开关管Ｑ 零电压 转换。由于副边漏电感作用，使得Ｃ砌上电压持续 上升。直到漏电感能量释放完毕，尽量减小变压器 二次侧漏电感可以有效控制开关管Ｑ，上的漏电感 造成的电压尖峰。在变换器工作于Ｆｌｙｂａｃｋ模式时， 如图３的阶段４所示，开关管Ｑ，由于反向电流ｉ 的 作用，电压将会变为０，实现零电压转换（ＺＶＳ）。但 如图４所示，由于激磁电流处于连续状态。没有能 够实现开关管电压减小的回路．原边开关管在 ＭＣＣＭ模式下不能实现原边开关管零电压转换 （ｚｖｓ）。 当变换器稳定工作于Ｄ≤０．５时，由于此时变 换器工作于ＭＣＣＭ模式，根据式（２）可得原边ＲＣＤ 箝位回路的箝位电压始终大于变压器匝数比ｎ倍 于 ，不需要额外的励磁电感能量去保证形成 学 报 第５７期 Ｆｌｙｂａｃｋ模式所需的原边箝位电压，原边仅有漏电 感能量完全传递至交错ＲＣＤ吸收回路，此时漏电 感吸收功率可以表示为三部分功率的叠加，即 ＝ ＿Ｌ ｌｋ ＝ 岛＋ Ｇ＋ （４） 小部分能量消耗在电阻Ｒ 与尺：上，由于对称 式ＲＣＤ箝位电路的作用， ｃ，＝ ａ，所以有电容ｃ２ 与Ｃ，以及输人电源 ｉ 上吸收的功率 Ｇ、 ｃ 、 之比为 Ｐ目Ｇ： Ｇ： ＴＩ＝１：１： （５） 根据功率平衡关系可知：箝位电容吸收功率完 全消耗在箝位电阻上．因而箝位电阻吸收功率可以 表示为 ＝． Ｐｓｃ２ 繁 （６） 根据式（４）、式（６），可以得出箝位电容电压 。 与输入电压 、箝位电阻 、漏电感吸收功率 之间的关系为 —］ 一 （７） 当电路稳定工作于Ｄ＞Ｏ．５时，根据式（７）得出 箝位电容电压受箝位电阻Ｒ以及漏电感吸收功率 ｂ影响，此时原边交错ＲＣＤ箝位回路电压必须大 于Ｆｌｙｂａｃｋ模式形成的反射电压，以保证电路正常 工作。则原边箝位电压必须满足 Ｖｉ￣＋Ｖｃ＋ ｃ ≥ｎ ｃ２． （８） 因而交错ＲＣＤ箝位电路电阻Ｒ。与尺 的选取 十分关键。若取值过小，在电路工作于Ｄ＞０．５时，为 满足式（８）的箝位工作条件，部分励磁电感能量将 进入对称式ＲＣＤ箝位回路，造成更大的能量损耗， 影响变换器整体工作效率，甚至出现磁回复不足造 成变压器饱和；若取值过大，根据式（７）及图４，则吸 收电容Ｃ：与Ｃ 上电压将会很高，造成开关管电压 应力增大。 当漏电感功率 固定为１Ｏ Ｗ时，不同的箝 位电阻下输入电压与箝位电容电压之间的关系曲 线如图５所示。在同一输入电压情况下，箝位电阻 越大，箝位电容上的电压也越大，相应的损耗也越 第１期 何林，等：一种新型正一反激变换器的研究 ９１ 高。但如果箝位电阻过小，相应的箝位电容电压也 中。若控制变换器的时间满足励磁电感电流过Ｏ时 越小，无法满足式（８）的条件要求。因此，可以根据 曲线选取合理的箝位电阻值，以满足变换器各方面 的性能要求。 ＼ ＼ ／５ ０ ）ｏ ｎ 、、 — —． 、 ＼． ＼ｇ ／２ ００（ ｎ 、～ ． ５０ｏ Ｑ ７００ ｎ — ～ ～ ～谛 ～～ ～ ～ ～ ——～ ：卜 ．￣１００ｆ ￣．．２０ｆｆ ， ，Ｖ 图５输入电压与吸收电容电压的关系 Ｆｉｇ．５ Ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ ｏｆ Ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ａｂｓｏｒｐｔｉｏｎ ｃａｐａｃｉｔａｎｃｅ ｖｏｌｔａｇｅ （２）励磁电流断续状态 变换器工作在ＭＤＣＭ模式时，中间级电容Ｃ。 的电压与Ｆｌｙｂａｃｋ变换器工作在励磁电流断续模式 相同，则其电压与输入电压的关系哺 为 ＝ Ｖ．ｍ （９） 式中，０＜ｋ≤１，其取值与励磁电流的不连续程度有 关。在同一占空比Ｄ情况下，励磁电流断续模式相 比于连续模式下有更高的电压增益，更加适宜宽范 围输入情况。 Ｖｏ＝Ｄ（￣－Ｖ４， ）≥ Ｖｉ （１０） 图６为励磁电流工作在断续模式下变换器关 键波形。根据励磁电感与２个原边开关结电容之间 的ＬＣ谐振关系［７．－８ ３，在ｔ２～ｆ３时间段内每个开关管两 端电压 斑的关系式可表示为 ＶＤｓ（ｔ）＝ １ ｌ，＿ｍ＋ ｃ，ｎｃ０ｓ［ｔＯｃ（ｔ－ｔ２）］ （１１） 式中，∞ 为励磁电感与开关结电容的谐振角频率， 龇： ＿Ｉ。 Ｌｍｃ 由图６开关管两端电压波形可见。当变换器工 作于ＭＤＣＭ模式时。原边开关管等效结电容与励 磁电感谐振使开关管两端电压降低至０。实际应用 ￡≤“一ｔ２，就能够实现原边开关管零电压转换ＺＶＳ。 ０ ｌｌ ‘２ ４ 图６ ＭＤＣＭ模式下主要电压电流波形 Ｆｉｇ．６ Ｋｅｙ ｃｕｒｒｅｎｔ ａｎｄ ｖｏｌｔａｇｅ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｉｎ ＭＤＣＭ ｍｏｄｅ 副边开关管Ｑ，在工作于ＭＤＣＭ模式时，由于 存在励磁电感为０的时期，这一时期副边等效励磁 电感Ｌ—ｃ 、中间级电容ｃ。将会发生谐振，开关管 Ｑ 上电压将发生震荡，由于线路阻抗的作用，最终 电压值衰减到与 相等，因而在ＭＤＣＭ模式下不 能实现副边开关管零电压转换ＺＶＳ。 ３ 实验结果 本文设计了１台规格为输入电压１００～３４０ Ｖ、 输出电压４８ Ｖ、输出电流３ Ａ的实验样机，如图７ 所示。验证对称式ＲＣＤ吸收双管正一反激变换器的 工作原理。本设计包括了ＭＤＣＭ和ＭＣＣＭ两种模 式，实验参数如下：主开关管Ｑ。，Ｑｚ，Ｑ ：ＩＲＦＰ４６０；副 图７主电路实验样机 Ｆｉｇ．７ Ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ 电 源 边整流二极管Ｄｏ：ＲＨＲＧ３０１２０；原边吸收电路二极 管Ｄ１、Ｄ２：ＲＳ２Ｍ；吸收电阻 １，Ｒ２：５００ Ｑ；吸收电容 Ｃ２、Ｃ３：１ ０００ Ｖ／１ Ｆ；中间电容Ｃ１：２５０ Ｖ／２２０ ｔｘＦ； 输出滤波电容Ｃ０：２５０ Ｖ／４７０ ＩｘＦ；变压器匝比ｎ： ７０：３０；Ｌｍ＝ｌ ｍＨ；滤波电感 ＝１．２ ｍＨ。 图８为输入电压为１００ Ｖ满载时的原边开关 管２的电压Ｉ， 与变压器原边电流ｉ 的波形。变换 器工作在满载， 在漏电感作用后电压从１５０ Ｖ 下降到１００ Ｖ左右，副边滤波电感电流连续，在开 关管导通瞬间原边电流会突变至１／ｎ倍副边滤波 电感电流谷值。 时ｌ司（５ ｓ，格） 图８输入１００ Ｖ满载 和 的波形 Ｆｉｇ．８ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ Ｖ瞩ａｎｄ ｉｐ ｗｉｍ １００ Ｖ ｉｎｐｕｔ ａｎｄｆｕｌｌｌｏａｄ 图９为输入１ｏ０ Ｖ满载时变压器副边电流ｉ 与开关管Ｑ，两端电压 的波形。由于副边漏电 感作用， 。 在开关管关断瞬间上升至１６０ Ｖ，很快 下降至０直到开关管Ｑ，导通，实现ｚｖｓ。 时ｌ司（５ ｓ，格） 图９输入１００ｖ且满载时 和 的波形 Ｆｉｇ．９ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ａｎｄ ｗｉｔＩＩ １００ Ｖ ｎｉｐｕｔ ａｎｄ ｆｕｌｌ ｌ０ａｄ 图１０为输入３４０ Ｖ满载时变压器副边电流ｉ 与开关管Ｑ，两端电压 ，波形，由于副边漏电感 学 报 第５７期 作用， Ｄｓ，在开关管关断瞬间上升到１００ ｖ，很快在 副边电流作用下下降至０，在激磁电流下降为零 后，开关管Ｑ 两端电压 。 出现震荡，但最终将稳 定于 等大的电压值１４０ ｖ。 ＲＣＤ交错箝位电容Ｃ 上电压 ．和原边绕组 电流 。波形如图１１所示，由图可以看出，在开关管 关断瞬间， 上电压先升至７０ Ｖ，然后由于电阻消 耗导致下降到３２ Ｖ。 时间（５¨ｓ，格） 图１０输入电压３４０ｖ时 和ｆｓ的波形 Ｆｉｇ．１０ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ａｎｄ ｗｉｔｈ ３４０ Ｖｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ 时ｌ司（５ ｓ／格） 图１１输入电压１００ Ｖ时 和 波形 Ｆｉｇ．１１ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅｆｏｒｍｓ ｏｆ ａｎｄ ｉｐ ｗｉｔｈ １００Ｖｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ 图１２是不同输入电压下变换器在满载和半载 时的效率曲线。在输入电压Ｖｉ ＝３００ Ｖ时变换器满 载达到最高的９４％，这是因为在此电压时ＲＣＤ吸 收电路损耗率达到最低。同时在半载时最高效率出 现在输人电压１８０ Ｖ时，达到９２％，随着电压升高 漏电感吸收功率占总输入功率比例增加以满足反 激工作模式正常进行．造成ＲＣＤ吸收电路损耗率 增加，从而出现效率降低的情况。 第１期 何林．等：一种新型正一反激变换器的研究 凝 满载 殴率曲线 ／：一 ． — ｒ 一ｔ ， ｌ ＼ ． 量一一一 卜．一一 日 半载一漱 率曲线 输入电压，、， 图１２不同输入电压下变换器效率曲线 Ｆｉｇ．１２ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｅｆｉｆｃｉｅｎｃｙ ｃｕｒｖｅ ｗｉｔｌＩ ｄｉｆｅｒｅｎｔ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ４ 结语 本文提出了一种具有正反激功能的新型变换 器。该变换器采用基于双管结构的对称式ＲＣＤ箝位 电路吸收漏电感能量，将大部分漏电感能量回馈至输 入端．能够实现高效率并且占空比可大于０．５和低开 关管电压应力。分析了在一定漏电感功率下箝位电路 电阻大小与箝位电容电压之间的函数关系曲线．理论 分析与实验结果表明：变换器在工作于ＭＣＣＭ模式 与ＭＤＣＭ模式都具有良好的宽输人电压范围以及高 增益的能力。变换器工作于ＭＤＣＭ模式下满足一定 条件能够实现原边开关管ＺＶＳ．且变换器工作于 ＭＣＣＭ模式时还能直接实现副边开关管ＺＶＳ，变换 器工作于满载时效率最高达￣Ｕ９４％。因此该变换器适 用于高增益、宽输入电压范围、效率要求较高的场合。 参考文献： ［１］Ｃｈｅｎ Ｌｉｎ，Ｈｕ Ｈａｉｂｉｎｇ，Ｚｈａｎｇ Ｑｉａｎ．Ａ Ｂｏｕｎｄａｒｙ—Ｍｏｄｅ Ｆｏｒｗａｒｄ－Ｆｌｙｂａｃｋ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｗｉｔｈ ａｎ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ａｃｔｉｖｅ ＬＣ Ｓｎｕｂｂｅｒ Ｃｉｒｃｕｉｔ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，２０１４，２９ （６）：２９４４—２９５８． ［２］魏应东，吴建德，顾亦磊．一种新型双管正一反激直流变 换器［Ｊ］．中国电机工程学报，２００５，２５（２０）：５０—５５． Ｗｅｉ Ｙｉｎｇｄｏｎｇ，Ｗｕ Ｊｉａｎｄｅ，Ｇｕ Ｙｉｌｅｉ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｄｕａｌ ｓｗｉｔｃｈ ｆｏｒｗａｒｄ－ｆｌｙｒｂａｃｋ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ，２００５，２５（２０）：５０—５５． ［３］胡烨，葛良安，林维明．一种新型正反激变换器的研究 ［Ｊ］．电力电子技术，２０１１，４５（４）：３８—３９． Ｈｕ Ｙｅ，Ｇｅ Ｌｉａｎｇａｎ，Ｌｉｎ Ｗｅｉｍｉｎｇ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｆｏｒｗａｒｄ—ｆｌｙ— ｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１１，４５（４）：３８－３９． ［４］顾亦磊，顾晓明，吕征宇，等．一种新颖的宽范围双管正 激型ＤＣ／ＤＣ变换器［Ｊ］．中国电机工程学报，２００５，２５ （２）：４４—４８． Ｇｕ Ｙｉ—ｌｅｉ，Ｇｕ Ｘｉａｏｍｉｎｇ，Ｉｍ Ｚｈｅｎｇｙｕ，ｅｔ ａ１．Ａ ｎｏｖｅｌ ｗｉｄｅ ｒａｎｇｅ ｄｕａｌ ｓｗｉｔｃｈ ｏｆｒｗａｒｄ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．Ｐｒｏｃｅｅｄ－ ｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＣＳＥＥ，２００５，２５（２）：４４－４８． ［５］孟建辉，刘文生．反激式变换器ＤＣＭ与ＣＣＭ模式的分 析与比较［Ｊ］．通信电源技术，２０１０，２７（６）：３３—３８． Ｍｅｎｇ Ｊｉａｎｈｕｉ．“ｕ Ｗｅｎｓｈｅｎｇ．Ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｃｏｍｐａｒｉ— ｓｏｎ ｂｅｔｗｅｅｎ ｄｉｓｃ０ｎｔｉｎｕｏｕｓ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ａｎｄ ｃｏｎｔｉｎｕ— ＯＵＳ ｃｏｎｄｕｃｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｏｆ ｌｆｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ［Ｊ］．Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｐｏｗ— ｅｒ Ｔ ｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，２０１０，２７（６）：３３—３８． ［６］Ｓｉｍｏｎ Ａ，Ａｌｅｊａｎｄｒｏ Ｏ．开关功率变换器一开关电源的原 理、仿真和设计［Ｍ］．２版．徐德鸿，等译．北京：机械工 业出版社．２０１０． Ｓｉｍｏｎ Ａ．Ａｌｅｊａｎｄｒｏ Ｑ Ｐｏｗｅｒ－Ｓｗｉｔｃｈ Ｃｏｎｖｅａｅ￣［Ｍ］．２ｎｄ Ｅｄｉ－ ｔｉｏｎ．Ｘｕ Ｄｅｈｏｎｇ，ｅｔ ａ１．Ｂｅｉｊｉｎｇ：Ｃｈｉｎａ Ｍａｃｈｉｎｅ Ｐｒｅｓｓ，２０１ｎ ［７］Ｋａｍ－Ｗａｈ Ｓ，Ｙｉｍ—Ｓｈｕ Ｌ．Ａ ｎｏｖｅｌ ｈｉｇｈ－ｅｉｆｃｉｅｎｃｙ ｆｌｙｂａｃｋ ｐｏｗｅｒ－ｆａｃｔｏｒ－ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｗｉｔｈ ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ ｃｌａｍｐｉｎｇ ａｎｄ ｓｏｆｔ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ［Ｊ］．ＩＥＥＥ．Ｔｒａｎｓ．Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ， ２Ｏ００，４７（３）：３５０－３５５． ［８］Ｄｕｔｔａ Ｓ，Ｍａｉｔｉ Ｄ，Ｓｉｌ Ａ Ｋ，ｅｔ ａ１．Ａ ｓｏｆｔ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｆｌｙｂａｃｋ ｃｏｎｖｅｎｅｒ ｗｉｔｈ ｒｅｃｏｖｅｒｙ ｏｆ ｓｔｏｒｅｄ ｅｎｅｒｇｙ ｉｎ ｌｅａｋａｇｅ ｉｎｄｕｃ— ｔａｎｃｅ［Ｊ］．２０１２ ＩＥＥＥ ５ｔｈ Ｉｎｄｉａ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１２：Ｉ－５． 作者简介： 何林（１９９０一），男，通信作者，硕士研 究生，研究方向：电力电子拓扑和控制研 究，Ｅ—ｍａｉｌ：ｈｓｑｗｅｎｓｔｅｒ＠１２６．ｅｏｍ； 曾怡达（１９７３一），男，博士，副教授， 研究方向：功率开关变换器、软开关技术 和电力系统信号分析，Ｅ—ｍａｉｌ：ｙｉｄａｚ 何林 ＠１２６．ｃｏｎ： 朱仁伟（１９９１一），男，硕士研究生，研 究方向：电力电子拓扑和控制研究，Ｅ— ｍａｉｌ：ｚｈｕｒｅｎｗｅｉｙｅａｈ＠１６３．ｃｏｍ； 马智文（１９９２一），女，硕士研究生，研 究方向：功率因数校正技术，Ｅ—ｍａｉｌ： １２０８９８３７６＠ｑｑ．ｃｏｒｎ。
