第３９卷第６期 ２０１７年６月 电子与信息学报 Ｖｌ０１．３９Ｎｏ．６ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ＆Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｊｕｎ．２０１７ 全双工通信射频域自干扰抑制量对数字域白干扰抑制能力的影响 黎摘斯 鲁宏涛 邵士海 唐友喜 ６１１７３１） （电子科技大学通信抗干扰技术国家级重点实验室成都要：同时同频全双工通信的射频域白干扰抑制量增加，导致数字域白干扰信号的信噪比下降，使得数字域白干 扰抑制量减少。针对这一现实问题，该文分析了数字域白干扰抑制能力与射频域自干扰抑制量之间的量化关系，在 典型数字域估计算法下，给出了具体关系的闭合解。分析与仿真结果表明，全双工通信在执行射频域联合数字域自 干扰抑制时，射频域白干扰抑制的增大量总是大于数字域自干扰抑制能力的减小量，当射频域自干扰抑制较小时， 数字域自干扰抑制将更有效；过大的射频域自干扰抑制量将造成数字域白干扰抑制性能的损失。 关键词：同时同频全双工；数字域白干扰抑制；射频域自干扰抑制；信道估计 中图分类号：ＴＮ９２ ＤＯＩ：１０．１ １９９９／ＪＥＩＴ１６０９６７ 文献标识码：Ａ 文章编号：１００９—５８９６（２０１７）０６—１２７８—０６ Ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ｔｈｅ Ａｍｏｕｎｔ ｏｆ ＲＦ Ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ０ｎ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ＬＩ Ｓｉ ＬＵ Ｈｏｎｇｔａｏ ＳＨＡＯ Ｓｈｉｈａｉ ＴＡＮＧ Ｙｏｕｘｉ （Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｋｅｙ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ ｏｆ Ｓｃｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｓｃｉｅｎｃｅ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ Ｃｈｉｎａ，Ｃｈｅｎｇｄｕ ６１１７３１，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ ｔｏ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ ｉｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｄｏｍａｉｎ ｄｅｃｒｅａｓｅｓ ａｓ ｔｈｅ ａｍｏｕｎｔ ｏｆ ＲＦ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎｃｒｅａｓｅｓ ｉｎ Ｃｏ－ｔｉｍｅ Ｃｏ一￣ｅｑｕｅｎｃｙ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ（ＣＣＦＤ）ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ．Ｔｈｅ ａｍｏｕｎｔ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｄｅｃｒｅａｓｅｓ ａｓ ｔｈｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｏｗｅｒ ｄｅｃｒｅａｓｅｓ．Ｔｈｅ ｉｍｐａｃｔ ｏｆ ｔｈｅ ａｍｏｕｎｔ ｏｆ ＲＦ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｏｎ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ．Ｔｈｅ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｓ ａｎａｌｙｚｅｄ ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ＬＳ ａｎｄ ＭＭＳＥ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ．Ｉｔ ｉｓ ｓｈｏｗｎ ｔｈａｔ ｔｈｅ ｄｅｃｒｅａｓｅ ｉｎ ｔｈｅ ａｍｏｕｎｔ ｏｆ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｓ ａｌｗａｙｓ ｌｅｓｓ ｔｈａｎ ｔｈｅ ｉｎｃｒｅａｓｅ ｉｎ ＲＦ ｓｅｌｆ－ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｈｅｎ ａｐｐｌｙｉｎｇ ｄｉｇｉｔａｌ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｆｔｅｒ ＲＦ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｆｕｌｌ ｄｕｐｌｅｘ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ． Ａｐｐｌｙｉｎｇ ｄｉｇｉｔａｌ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｆｔｅｒ ＲＦ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｉｓ ｍｏｒｅ ｕｓｅｆｕｌ ｗｈｅｎ ＲＦ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｄｅｌｉｖｅｒｓ ｐｏｏｒ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ． Ｔｈｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ、ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｗｉｌｌ ｄｅｇｒａｄｅ ｗｈｅｎ ＲＦ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ａｃｈｉｅｖｅｓ ｌａｒｇｅ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：Ｃｏ—ｔｉｍｅ Ｃｏ－ｔｆｅｑｕｅｎｃｙ Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ（ＣＣＦＤ）；Ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ；ＲＦ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ；Ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ １ 引言 同时同频全双工ｆＣｏ—ｔｉｍｅ Ｃｏ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｆｕｌｌ 有的白干扰抑制方法包括数字域白干扰抑制、射频 域白干扰抑制和天线白干扰抑制［７－１２］。 当ＣＣＦＤ接收机射频前端接收的自干扰总功率 定时，若射频域自干扰抑制量增加，数字域自干 扰信道估计可用的白干扰信号功率将减小，导致数 一Ｄｕｐｌｅｘ，ＣＣＦＤ）在相同时间占用相同频率传输上下 行数据，与现有的时分双工和频分双工相比，其频 谱效率最大可以提升１倍［ｉ－６】。由于收发同时同频， ＣＣＦＤ发射机的发射信号会对本地接收机产生强白 干扰，使用ＣＣＦＤ的首要工作是抑制强白干扰。已 字域自干扰信道估计精度下降，从而降低数字域白 干扰抑制能力。如何分配射频域与数字域自干扰抑 制量使得总的白干扰抑制最大，数字域白干扰抑制 在何时应用更有效，成为全双工通信值得关注的问 题。文献ｆ１３］对射频域联合数字域白干扰抑制进行了 实验测量，测量结果指出全双工通信随着射频域白 收稿日期：２０１６—０９—２６；改回日期：２０１７－０１—２２；网络出版：２０１７—０３—２１ 通信作者：邵士海ｓｓｈ＠ｕｅｓｔｃ．ｅｄｕ．ａｎ 基金项目：国家自然科学基金（６１５３１００９，６１５０１０９３，６１２７１１６４， ６１４７１１０８，６１２０１２６６１，国家科技重大专项（２０１４ｚｘ０３００３００１—００２） Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ Ｉｔｅｍｓ：Ｔｈｅ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｎａｔｕｒａｌ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ ｏｆ Ｃｈｉｎａ（６１５３１００９，６１５０１０９３，６１２７１１６４，６１４７１１０８，６１２０１２６６），Ｔｈｅ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｍａｊｏｒ Ｐｒｏｊｅｃｔ ｏｆ Ｃｈｉｎａ（２０１４ＺＸ０３００３００１—００２） 干扰抑制的增加，射频域抑制后执行数字域白干扰 抑制的有效性将下降，数字域自干扰抑制应选择性 地应用在射频域白干扰抑制后以改善系统总的白干 第６期 黎斯等：全双工通信射频域白干扰抑制量对数字域白干扰抑制能力的影响 扰抑制效果。全双工通信射频域白干扰抑制量与数 字域白干扰抑制能力之间的关系，目前还未见文献 进行理论分析。 本文针对同时同频全双工ＯＦＤＭ通信，推 导了最小二乘（ＬＳ）和最小均方误￣（ＭＭＳＥ）信道估 计算法下的数字域最优白干扰抑制能力与数字域白 干扰接收功率的关系表达式，从理论上分析了射频 域自干扰抑制量对数字域白干扰抑制能力的影响， 并进行了仿真验证。结果表明，全双工通信当射频 域白干扰抑制较大时，数字域白干扰抑制量的减小 量将小于射频域白干扰抑制量的增大量，应用数字 域自干扰抑制的有效性将下降；当射频域白干扰抑 制较小时，数字域白干扰抑制量的减小量近似等于 射频域白干扰抑制量的增大量，此时应用数字域白 干扰抑制将更有效。 本文内容安排如下：第２节给出了同时同频全 双工ＯＦＤＭ通信信号模型；第３节给出了全双工通 信射频域白干扰抑制量对数字域白干扰抑制能力的 影响分析；数值及仿真结果在第４节给出；第５节 总结本文。 ２系统模型 考虑单发单收同时同频全双工ＯＦＤＭ通信体 制，如图１所示。近端设备与远端设备在相同时间、 相同频率上收发信号，近端接收机除了收到远端发 射的期望信号，还受到本地发射信号的干扰，需要 在本地接收机进行自干扰抑制。首先进行射频域自 干扰抑制，消除直射和部分强多径自干扰，然后进 行数字域白干扰抑制，消除残余多径自干扰。 假设同时同频全双工ＯＦＤＭ子载波数为 ， 接收信号经过射频域自干扰抑制、模数转换和快速 傅里叶变换（ＦＦＴ）后，得到数字频域接收信号： Ｙ＝ ＋五日Ｉ＋Ｗ （１） 其中， 和五为 阶对角矩阵，分别表示期望信 号和白干扰信号，［ ｋ ＝ （ｋ），［墨 ＝ （ｋ）， 日ｎ和甄为 维列向量，分别表示期望信号和白干 扰信号的数字域信道频域响应，日ｎ＝［ （０） （１）… （ ～１）】 ，日Ｉ＝［ＨＩ（０） （１）… （ 一１）］Ｔ。 （七）为第 个子载波处的期望信号的数字 域信道频域响应： １ （ｋ）：∑７ｚＤ（１）ｅ 侧／ （２） ／＝０ 其中，三，表示数字域对应的期望信号信道的多径 数。ＨＩ（ ）为第七个子载波处的数字域自干扰信道频 域响应： 表示数字域对应的白干扰信道的多径数。 表示 噪声，方差为 。 接收机的数字白干扰抑制方法如图１所示，首 先进行数字域白干扰信道估计得到信道估计值岔 ， 然后进行数字白干扰重建，最后在接收信号ｙ中减 去数字白干扰重建信号，得到数字自干扰抑制后的 信号： Ｉｃ＝ 日Ｄ＋墨（日Ｉ一日Ｉ）＋ （４） 由式（４）得到数字域白干扰抑制后的残余自干 扰功率 为 ＝Ｅ ４１（－￣（七）一岔 （后）） （七） （５） ３性能分析 由式（５）可以看出，信道估计值岔Ｉ是影响数字 域自干扰抑制性能的关键因素。采用导引进行自干 扰信道估计，将近端白干扰导引所占子载波处的数 字域信道响应记为向量日；ｐ），导引数为Ⅳ ，经过快 速傅里叶变换后，近端接收机接收的白干扰导引符 号处的向量表示为 ｙ（ ）＝ ’日｛ ＋ ＋Ｗ （６） 其中， 和砖 为 阶对角矩阵，【 ’ ： （ ），【 ’ ＝ （ ），｛ ；１ ｎ Ｎｐ｝表示导 引符号的位置； ）和砖）为Ｎ 维列向量，日｛ ）＝ Ｊ （矗） （ ）… （ ）Ｉ ， ＝［％（奄） （ ）… ， 、１Ｔ ）Ｉ。 而 近端设备匝 —— ； 自干扰 信道 重建Ｉ Ｉ估计 １ 日 牟 ；Ｒｘ ＿一 ｌ 射频白 干扰 抑制 Ｌ……………………………竺Ｈ竺竺……………………Ｈ鲨 …． 图１单发单收同时同频全双工０ＦＤＭ通信 １２８０ 电子与信息学报 第３９卷 定义矩阵： …嘲（ ） … ‘¨） ｌ １ １ Ｆ＝ … Ｆ ： ，唠 一 其中， ＝ｅ一 ／ ，则日｛ ）＝Ｆ ，砖 ＝Ｆ，， ， 代入式（６）得到 Ｙ ）＝ 州Ｆ ＋ Ｆ ， ＋Ｗ （７） 不失一般性，白干扰信号经过射频域白干扰抑 制后，大功率直射路径干扰大部分被抵消掉，余下 的白干扰是由充分散射多径引起的，可设定数字域 对应的自干扰信道 为瑞利信道【Ｈ】。假设 （尼）是零 均值同分布的高斯随机变量，方差为 ，ｋ＝０，１，…， 一１。下面将分析射频域白干扰抑制 量对ＬＳ和ＭＭＳＥ信道估计的数字域白干扰抑制能 力的影响。 ３．１ ＬＳ信道估计的数字域自干扰抑制能力与射频域 自干扰抑制量的关系 对数字域自干扰信道采用ＬＳ信道估计算法，由 式ｆ７）可得 矗 ｊＬＳ：ｆ、（、 ） Ｆ）“ ）Ｆ１， 、～（ ） Ｆ）“ｙ（ ： ＋ｆ、、 （ ）Ｆ）“ ）Ｆ１／ ～（、 ｐ）Ｆ）“砖 Ｆ， ＋ｆ、（、 ） Ｆ）Ｈ ）Ｆ１， 、～（ ） Ｆ）Ｈ （８） 根据文献［１５１，在对近端白干扰信道进行估计 时，可以通过设计正交导引以避免远端期望信号对 近端白干扰导引符号处的信道估计造成干扰，即使 得式（８）中的第２项ｆ、（、 ） Ｆ）Ｈ ）Ｆ１， （、 ｘ（ｉ，）Ｆ）Ｈ ． ’Ｆ， ＝０，由此式（８）简化为 ＩＬｓ：ｈｉ＋ｆ、（、 ） Ｆ）“ ）Ｆ１， （、 ， ）Ｆ）“ （９） 正交的导引设计方案包括频分复用、时分复用 及码分复用［１５］。本文采用频分复用的导引符号设计， 在选定的数字域白干扰信道估计算法下，尽可能减 小信道估计误差以提高数字域白干扰抑制能力。数 字域白干扰信道估计的均方误差为 ７全去Ｅ［１岔 一日 Ｉ 】 （１０） 根据文献［１６］，等功率等间隔设置近端白干扰导 引符号，即选择 一 ： ，Ｅ０ （ ）Ｉ １＿１， ｍ＝１，２，…， ，可使得采用ＬＳ信道估计算法的数 字域白干扰信道估计的均方误差达到最小值。由式 （１０）得到ＬＳ信道估计的数字域白干扰信道估计的 均方误差为 ｓ＝去Ｅ［ｆＦ（ ， ｓ一， ）ｌ。】 ：去ＥＩ｝ （（ ）Ｆ）“ ）Ｆ） （ ）Ｆ）“ＷＩ Ｉ（ ） ｚ４＂Ａ，＝ Ｆ， ＝（ ＡＩ） ，代入式（１１） 得到 。＝去Ｅ （ ＡＩ） Ｊ。Ｉ ＝＿ｔ１｛ｒＥ［ＦＡ￣－ＷＷＨ（ ）Ｈ Ｆ“］） ＝丢ｔｒ｛Ｆ （ ）Ｈ ＦＨ）＝ （１２） 定义数字域自干扰信道估计值的归一化均方误 差（ＮＭＳＥ）为 币 ３ 数字域自干扰接收功率 ：Ｅ［｛ （后） （ ）Ｊ。］ ＝∑ ，数字域自干扰信号与噪声的功率比 ＩＮＲ＝ ＰＩ，由式（１３）得到ＬＳ信道估计的数字域自 干扰信道估计值的归一化均方误差为 全 ＝ ∑ ｌＶｐｌｌＮ１￣ （１４） 定义数字域白干扰抑制能力为 吣（ ］ …ｇ【 一 ＝ 丽ＩＮＲ＋１］（１５ 将式（１４）代入式（１５）得到ＬＳ信道估计的数字域 白干扰抑制能力为 第６期 黎斯等：全双工通信射频域白干扰抑制量对数字域白干扰抑制能力的影响 ＧＬ …ｇ Ｉｌ （１６） 方误差为 ￣ＭＭＳＥ ｊ ＬｒＥ［Ｈ删ｓＭＭ旺一Ｅ一日Ｉ ｌｌ。 ］Ｊ ＝ ｌ由式ｆ１６）可以看出ＬＳ信道估计算法下，全双工 通信的数字域白干扰抑制能力随着数字域白干扰接 收功率的增加而提高。为了直观地分析数字域白干 扰抑制能力的增量（ｄＢ）随数字域白干扰接收功率增 量（ｄＢ）的变化趋势，令 ：１０１ｇ（ＩＮＲ），则 ＩＮＲ＝１０ ／加，将其代入式ｆ１６１得到 …ｇｌ 等Ｉ （１７） 将式（１７）两边对 求一阶导数，得到数字域白 干扰抑制能力相对数字域白干扰接收功率的变化率 卵为 卵全 ： ： ＿Ｒｆ１８） ’ｄ １０ ＋１ Ｉ Ｒ＋１ 、 由式（１８）可以看出： （１）叩＜１，说明数字域自干扰抑制能力的增加 量总是小于数字域白干扰接收功率的增加量或数字 域白干扰抑制能力的减少量总是小于数字域自干扰 接收功率的减少量。由于数字域白干扰接收功率等 于射频前端接收到的白干扰总功率减去射频域白干 扰抑制量，在全双工通信射频前端接收到的白干扰 总功率一定的情况下，射频域白干扰抑制量的增加 量将与数字域自干扰接收功率的减少量一致。因而， 从卵＜１，可以得到数字域白干扰抑制能力的减少量 将小于射频域白干扰抑制量的增加量。由此可以看 出，全双工通信在执行射频域联合数字域白干扰抑 制时，为了最大化整个系统的总自干扰抑制能力， 应尽可能多地在射频域进行白干扰抑制。 （２）当ＩＮＲ较大时，叩近似接近于１，说明在数 字域白干扰接收功率较大时，数字域白干扰抑制能 力的增量近似等于数字域白干扰接收功率的增量。 全双工通信在射频域白干扰抑制较小时，射频域白 干扰抑制后执行数字域白干扰抑制会更有效，这与 文献『１２］的实验测量分析结果一致。 ３．２ ＭＭＳＥ信道估计的数字域自干扰抑制能力与射 频域自干扰抑制量的关系 对数字域自干扰信道采用ＭＭＳＥ信道估计算 法 ，得到 Ｉ，ＭＭＳＥ＝（０－２ ＋ＦＨＦ） Ｆ“（ ）“ｙ（ｐ （１９） 其中， ＝Ｅｆ ｌ。将式（７）代入式（１９），化简 后得到 矗Ｉ，ＭＭＳＥ＝（０．２ ＋Ｆ“Ｆ） Ｆ Ｆ￣Ｉ，ＬＳ （２０） ＭＭＳＥ信道估计的数字域白干扰信道估计的均 ＝ Ｋ Ｅ［【１Ｉ Ｆ（￣，，ＭＭＳＥ－－）ｌ 。］Ｊ 一 一 Ⅳ ＋ （２ ） ＭＭＳＥ信道估计的数字域白干扰信道估计值的 归一化均方误差（ＮＭＳＥ）为 ￣ＭＭＳＥ Ｌ－Ｉ ＭＭＳＥ信道估计的数字域白干扰抑制能力 ＧＭＭｓＥ为 ＧＭＭＳＥ：１０ｌｇ［等 ｋ ，舳ＩＮＲ ＋托Ｉ ］ １０ｌｇ ＩＮＲ＋１ ＝簇 Ⅳｐ＋ ／ ’＋ （２３） 由式（２３）看出ＭＭＳＥ信道估计算法下，全双工 通信的数字域白干扰抑制能力也随着数字域自干扰 接收功率的增加而提高。从式（２３）无法给出数字域 白干扰抑制能力的增量随数字域白干扰接收功率增 量的变化率卵的闭合表达式，将在下一节的数值仿 真中对其变化情况进行说明。 ４数值及仿真结果 在本节的仿真中，仿真条件和主要参数如下： ＯＦＤＭ子载波数Ｋ＝２０４８，子载波间隔１５ ｋＨｚ， 循环前缀长度１４４，白干扰导引等间隔等功率放置， 即 一 一 ＝Ｋ／Ⅳ ，Ｎｐ为导引符号数。白干扰信 道为多径瑞利衰落信道，其多径功率延迟分布服从 指数衰减，即 ：＝ｅｘｐ（一ｋ／１０），ｋ＝０ １一， 一１， 信道多径数 ＝４０。 图２给出了采用ＬＳ和ＭＭＳＥ信道估计算法的 数字域白干扰信道估计值的归一化均方误差 ，。理 论分析曲线由式（１４）和式（２２）绘出。从图２可以看 出，理论分析与仿真曲线吻合，在导引符号数相同 条件下，当数字域白干扰接收功率较小时，ＭＭＳＥ 信道估计的均方误差小于ＬＳ信道估计的均方误差， 当数字域白干扰接收功率较大时，两者的均方误差 基本一致。 电子与信息学报 第３９卷 图３为ＬＳ和ＭＭＳＥ信道估计算法下全双工通 信数字域白干扰抑制能力与数字域自干扰接收功率 的关系。从图３可以看出，全双工通信的数字域白 表１射频域和数字域白干扰抑制测量结果对比 干扰抑制能力Ｇ随数字域白干扰接收功率的增加而 提高，当数字域干噪比小于２０ ｄＢ时，两种算法的 数字域白干扰抑制能力的增量均小于数字域自干扰 接收功率的增量，当数字域干噪比大于２０ ｄＢ后， 数字域白干扰抑制能力的增量与数字域白干扰接收 功率的增量近似相等。 图４是图３所示曲线的斜率图，给出了ＬＳ和 ＭＭＳＥ信道估计算法下全双工通信数字域白干扰抑 制能力随数字域白干扰接收功率的变化率关系，从 图４中可以看出： 加量与数字域白干扰抑制量的减少量几乎一致；文 献［１８】指出当射频域自干扰抑制量 为３３ ｄＢ时， 射频域白干扰抑制量增加４ ｄＢ，数字域自干扰抑制 （１）两种信道估计算法下的数字域自干扰抑制 能力相对数字域白干扰功率的变化率卵都小于１，与 之前的理论分析一致，说明全双工通信在执行射频 域联合数字域白干扰抑制时，射频域白干扰抑制的 增大量总是大于数字域白干扰抑制能力的减小量， 为了最大化整个系统的总白干扰抑制能力，应尽可 能多在射频域进行白干扰抑制；（２）在数字域干噪比 量仅减少２ ｄＢ。文献［１３］和文献［１８】的结果与本文的 分析一致，分别对应了叩＝ｌ和叼＜１两种情况。 ５结论 同时同频全双工通信自干扰分级抑制问题，依 据信息论的信息处理不等式观点，能够在第１级射 频域解决白干扰问题，就应该尽量避免再增加一级 数字域处理，这个结论从本文分析中得到了验证， 即射频域白干扰抑制的增大量总是大于数字域白干 大于２０ ｄＢ时，两种信道估计算法下的变化率叼都接 近于１，说明当射频域白干扰抑制较小使得数字域 白干扰接收功率较大时，射频域自干扰抑制的增大 量与数字域白干扰抑制能力的减小量近似相等，此 时执行数字域白干扰抑制可以保持其有效性；ｆ３）当 射频域白干扰抑制使得数字域干噪比小于２０ ｄＢ时， 变化率卵开始快速下降，说明过大的射频域抑制将 造成数字域白干扰抑制性能的损失。 为了对比和验证本文分析的正确性，表１给出 扰抑制能力的减小量；但是，受工程因素制约，射 频域白干扰抑制能力总是有限的，需要数字域配合 进一步抑制白干扰，这时就需要考虑两者的平衡关 系。本文的分析和仿真说明，数字域配合射频域进 行自干扰抑制时，若要保障数字域白干扰抑制的有 效性使总白干扰抑制能力最大，射频域白干扰抑制 量不能过大，否则会导致数字域接收干噪比过低， 造成数字域白干扰抑制有效性的下降，从而降低总 白干扰抑制能力。 了其他文献报道的射频域和数字域白干扰抑制测量 结果。从表１中看出，文献『１３１指出当射频域白干扰 抑制量ＯＬＡ。为２５ ｄＢ时，射频域白干扰抑制量的增 ０。 ４０ 旷ｌ 已 ３０ ＿－＿＿ ＿－－ ＿： ／ ０－２ 暴 ０－３ 姜２０ Ｈ＿ １０ ：：／：． ：／：。＿。 ： ／： ： ／ 旷４ 旷 ０ ∥ １０ ２０ ３０ ４０ 数字域＝］＝￣ｋＬＩＮＲ（ｄＢ） ｏ Ｌｓ信道估计仿真，Ｎ￣＝０４ 口 ＭＭｓＥ信道估计仿真， ＝６４ 理论分析，ＬＳ信道估计 理论分析，ＭＭＳＥ信道估计 ———数字域干噪￣ＩＮＲ（ｄＢ） ＋Ｌｓ信道估计，Ｇ＝６４ 哥一ＭＭＳＥ信道估计， ＝６４ ＬＳ分段斜率为１的参考线 ＭＭＳＥ分段斜率为１的参考线 一 ・一 —数字域干噪￣ｋＩＮａ（ｄＢ１ ｝一Ｌｓ信道估计，Ｎ￣＝６４ 号一ＭＭＳＥ信道估计，Ｎ￣＝６４ ——图２数字域白干扰信道估计误差 图３数字域白干扰抑制能力与 图４数字域自干扰抑制能力随数字 域自干扰接收功率的变化率关系 与数字域白干扰接收功率的关系 数字域自干扰接收功率的关系 第６期 黎斯等：全双工通信射频域白干扰抑制量对数字域白干扰抑制能力的影响 １２８３ 参考文献 ＧＵＯ Ｔｉａｎｗｅｎ ａｎｄ ＷＡＮＧ Ｂａｏｙｕｎ．Ｊｏｉｎｔ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒ ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ｅｎｄ－ｔｏ－ｅｎｄ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｉｎ ｆｕｌｌ－ｄｕｐｌｅｘ ＭＩＭＯ ｒｅｌａｙ ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ ｓｅｌｆ．ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ［Ｊ】． ＩＥＥＥ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１６，２Ｏ（９）：１７３３—１７３６．ｄｏｉ： １０．１ｌ０９／ＬＣＯＭＭ．２０１６．２５９２５０２． ２】 ＭＯＨＡＭＭＡＤＩ Ｍ，ＣＨＡＬＩＳＥ Ｂ Ｋ，ＳＵＲＡＷＥＥＲＡ Ｈ Ａ，ｅ ａ１．Ｔｈｒｏｕｇｈｐｕｔ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｗｉｒｅｌｅｓｓ＿ｐｏｗｅｒｅｄ ｍｕｌｔｉｐｌｅ ａｎｔｅｎｎａ ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ ｒｅｌａｙ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２０１６，６４（４）：１７６９—１７８５． ｄｏｉ：１０．１１０９／ＴＣＯＭＭ．２０１６．２５２７７８５． ＭＯＫＨＴＡＲ Ｍ，ＤＨＡＨＩＲ Ｎ Ａ，ａｎｄ ＨＡＭＩＬＡ Ｒ．ＯＦＤＭ ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ ＤＦ ｒｅｌａｙｉｎｇ ｕｎｄｅｒ Ｉ／Ｑ ｉｍｂａｌａｎｃｅ ａｎｄ ｌｏｏｐｂａｃｋ ８ｅｌｆ＿ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ［Ｊ】． ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，２０１６，６５（８）：６７３７—６７４１．ｄｏｉ：１０．１ｌ０９／ＴＶＴ． ２０１５．２４７９２５７． ４ ＺＨＡＮＧ Ｚｈｏｎｇｓｈａｎ，ＣＨＡＩ Ｘｉａｏｍｅｎｇ，ＬＯＮＧ Ｋｅｐｉｎｇ，ｅｔ ａ１． Ｆｕｌｌ ｄｕｐｌｅｘ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ５Ｇ ｎｅｔｗｏｒｋｓ：Ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ，ｐｒｏｔｏｃｏｌ ｄｅｓｉｇｎ，ａｎｄ ｒｅｌａｙ ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ ｃｂｍ ｔ。ｎｓ Ｍａｇａｚｉｎｅ，２０１５，５３（５）：１２８－１３７・ｄ。ｉ： ｉ０．１ｌ０９／ＭＣＯＭ．２０１５．７１０５６５１． ５］ Ｋ０ＲＰＩ Ｄ．ＲＩＩＨＯＮＥＮＹ Ｔ．ａｎｄ ＶＡＬＫＡＭＡ Ｍ．Ａｃｈｉｅｖａｂｌ０ ｒａｔｅ ｒｅｇｉｏｎｓ ａｎｄ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｉｎ ｈｙｂｒｉｄ ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ／ｈａｌｆ－ｄｕｐｌｅｘ ｒａｄｉｏ ｌｉｎｋｓ［Ｃ］．Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ２０１５ ４９ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ，Ｂａｌｔｉｍｏｒｅ，ＵＳＡ，２０１５：卜６． ６】 ＴＡＧＨＩＺＡＤＥＨ Ｏ ａｎｄ ＭＡＴＨＡＲ Ｒ．Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ ｖｉａ ｐｏｗｅｒ ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｓｃｈｅｍｅｓ ｏｆｒ ｆｕｌｌ－ｄｕｐｌｅｘ ｎｅｔｗｏｒｋｉｎｇ［Ｃ］ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ２０１５ １９ｔｈ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ ＩＴＧ Ｗｏｒｋｓｈｏｐ ｏｎ Ｓｍａｒｔ Ａｎｔｅｎｎａｓ，Ｉｌｍｅｎａｕ，Ｇｅｒｍａｎｙ，２０１５：卜７． ＭＡＳ０ＵＤＩ Ａ ａｎｄ ＮＧＯＣ Ｔ Ｌ．Ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌａｔｉｏｎ ｉｎ ｆｕｌｌ－ｄｕｐｌｅｘ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ， ２０１７，６６（１）：３２１—３３４．ｄｏｉ：１０．１ｌ０９／ＴＶＴ．２０１６．２５４０５３８． ［８ ＡＨＭＥＤ Ｅ ａｎｄ ＥＬＴＡＷＩＬ Ａ Ｍ．Ａｌｌ—ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ ｆｕｌｌ－ｄｕｐｌｅｘ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２０１５，１４（７）： ３５１９—３５３２．ｄｏｉ：１０．１ｌ０９／ＴＷＣ．２０１５．２４０７８７６． ９］ ＬＩ Ｓ Ｈ ａｎｄ ＭＵＲＣＨ Ｒ Ｄ．Ａｎ ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ ｉｎｔｏ ｂａｓｅｂａｎｄ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｏｆｒ ｓｉｎｇｌｅ－ｃｈａｎｎｅｌ ｆｕｌｌ－ｄｕｐｌｅｘ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２０１４，１３（９）：４７９４—４８０６．ｄｏｉ：１０．１１０９／ ＴＷＣ．２０１４．２３４】５６９． ＴＡＰＩＯ Ｖ ａｎｄ Ｓ０ＮＫＫＩ Ｍ． Ａｎａｌｏｇ ａｎｄ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ［Ｃ］． Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ２０１６，Ｂｅｒｌｉｎ，Ｇｅｒｍａｎｙ，２０１６：卜５． 【１１］ ＶＥＲＭＥＵＬＥＮ Ｔ，ＬＩＥＭＰＤ Ｂ Ｖ，ＨＥＲＳＨＢＥＲＧ Ｂ，ｅｔ ａ１． Ｒｅａｌ－ｔｉｍｅ ＲＦ ｓｅｌｆ－ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｉｎ－ｂａｎｄ ｆｕｌｌ ｄｕｐｌｅｘ［Ｃ］．２０１５ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ ｏｎ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋｓ，Ｓｔｏｃｋｈｏｌｍ，Ｓｗｅｄｅｎ，２０１５： ２７５—２７６． 【ｌ２］ Ｆ０Ｒ０ＯＺＡＮＦＡＲＤ Ｅ，ＦＲＡＮＥＫ ０，ＴＡＴ０ＭＩＲＥＳＣＵ Ａ， ａ１．Ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ ＭＩＭＯ ｓｙｓｔｅｍ ｂａｓｅｄ ｏｎ ａｎｔｅｎｎａ ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ［Ｊ］．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｌｅｔｔｅｒｓ，２０１４，５０（１６）：１１１６—１１１７． ｄｏｉ：１０．１０４９／ｅ１．２０１４．１６５０． 【１ ３】 ＭＥＬＩＳＳＡ Ｄ，ＣＨＲＩＳ Ｄ，ａｎｄ ＡＳＨＵＴ Ｓ．Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔ—ｄｒｉｖｅｎ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２０１２，１１（１２）： ４２９６—４３０７．ｄｏｉ：１０．１ｌ０９／ＴＷＣ．２０１２．１０２６１２．１１１２７８． ｌ１ ４］ 唐友喜．同时同频全双工原理及应用ｆＭ１．北京：科学出版社， ２０１６：１—１８０． ＴＡＮＧ Ｙｏｕｘｉ．Ｆｕｌｌ Ｄｕｐｌｅｘ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ａｎｄ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｍ］． Ｂｅｉｊｉｎｇ：Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｐｒｅｓｓ．２０１６：１—１８０． 【１５］ ＢＡＲＨＵＭＩ Ｉ，ＬＥＵＳ Ｇ，ａｎｄ Ｍ００ＮＥＮ Ｍ．Ｏｐｔｉｍａｌ ｔｒａｉｎｉｎｇ ｄｅｓｉｇｎ ｆｏｒ ＭＩＭ０ ０ＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ ｉｎ ｍｏｂｉｌｅ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｈａｎｎｅｌｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，２００３， ５１（６）：１６１５—１６２４．ｄｏｉ：１０．１ｌ０９／ＴＳＰ．２００３．８１１２４３． ［１６】 ＭＩＮＮ Ｈ ａｎｄ ＡＬ—ＤＨＡＨＩＲ Ｎ．Ｏｐｔｉｍａｌ ｔｒａｉｎｉｎｇ ｓｉｇｎａｌｓ ｆｏｒ ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２００６，５（５）：１１５８—１１６８．ｄｏｉ： １０．１１０９／ＴＷＣ．２００６．１６３３３６９． 【１ ７］ Ｍ０ＲＥＬＬＩ Ｍ ａｎｄ ＭＥＮＧＡＬＩ Ｕ． Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ｐｉｌｏｔ—ａｉｄｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄｓ ｆｏｒ ＯＦＤＭ ｓｙｓｔｅｍｓ［Ｊ］ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，２００１，４９（１２）： ３０６５—３０７３．ｄｏｉ：１０．１１０９／７８．９６９５１４． １８】 ＭＥＬＩＳＳＡ Ｄ ａｎｄ ＡＳＨＵＴＯＳＨ Ｓ．Ｆｕｌｌ—ｄｕｐｌｅｘ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｕｓｉｎｇ ｏｆｆ－ｔｈｅ－ｓｈｅｌｆ ｒａｄｉｏｓ：ｆｅａｓｉｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ ｆｉｒｓｔ ｒｅｓｕｌｔｓ［Ｃ］．２０１０ Ａｓｉｌｏｍａｒ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｓｉｇｎａｌｓ，Ｓｙｓｔｅｍｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐｕｔｅｒｓ，Ｃａｌｉｆｏｒｎｉａ，ＵＳＡ，２０１０：１５５８—１５６２． 黎斯： 女，１９８３年生，博士生，研究方向为全双工通信． 鲁宏涛： 男，１９８６年生，博士生，研究方向为全双工通信． 邵士海： 男，１９８０年生，教授，研究方向为全双工通信理论、可 重构射频电路． 唐友喜 男，１９６４年生，教授，博士生导师，研究方向为无线通 信中的信号处理．
