第33卷第1期 雷达与对抗 RADAR&ECM Vo1.33 No.1 Mar.2013 2013年3月 一种新型U频段圆极化介质棒天线 高 初,赖清华,陈 明 (中国电子科技集团公司第三十八研究所,合肥230088) 摘要:设计了一种由同轴矩形波导变换段、矩圆波导变换段、圆极化段和介质段组成的新型 u频段圆极化介质棒天线,给出了相应的设计方法。仿真结果显示,在6%的带宽内驻波优于 1.5,频带内轴比优于2 dB,3 dB波束宽度约为22。。该介质棒天线可用作U频段反射面天线 或透镜天线的馈源。 关键词:天线;U频段;圆极化;介质棒 中图分类号:823.23文献标志码:A文章编号:1009-0401(2013)01—0038—04 A novel U—band circularly polarized dielectic rod antenna rGAO Chu,LAI Qing—hua,CHEN Ming (No.38 Research Institute of CETC,Hefei 230088) Abstract:A novel U.band circularly polarized dielectric rod antenna composed of a coaxia1.to—rec— tangular waveguide transition,a rectangular—to-circular waveguide transition,a circularly polarized waveguide and a dielectric rod is designed with the corresponding method given.The simulation re— sults show that the VSWR is lower than 1.5 in the bandwidth of 6%.the axial ratio is less than 2dB in the band.and 3 dB beam width is about 22。. rhe dielectric rod antenna can be used as the feed 0f U—band reflector or lens antennas. Keywords:antenna;U—band;circular polarization;dielectric rod 0 引 言 毫米波成像系统可以获取目标的辐射分布差异特 性并产生图像,从而推测对应目标的形状、体积、距离 和材料等特性。相关技术在军事领域有侦察、制导、反 隐身、探测等应用,在民用领域则有公共安全、医学、遥 的照射。从加工的角度考虑,介质棒电磁性能对几何 尺寸变化不敏感,对加工精度要求不高 。 现有的圆波导圆极化器主要有两种设计方法:一 是在圆波导中插入介质片 ,二是在圆波导壁上开凹 槽或加销钉 J,二者的圆极化性能接近。但是,u波 段天线各组成部分的尺寸很小,对加工误差比低频段 敏感。考虑到波导机械加工易于保证相关尺寸的精 度,且不易变形,在该频段选择圆波导壁上开凹槽形式 的圆极化段。 感等应用 1-2]。从分辨率和溢出损耗两个方面综合考 虑,天线应当具有小截面和高增益的特性 。因此, 靠轴向尺寸而不是截面尺寸获取高增益的介质棒天线 受到了研究人员的高度重视。 本文设计了一种U波段圆极化介质棒天线。整 个天线由同轴矩形波导变换段、矩圆波导变换段、凹槽 形式的圆波导极化段和圆形锥削介质棒组成。采用 HFSS优化设计得到了6%的带宽内驻波优于1.5,轴 比优于2 dB,3 dB波束宽度约为22。的良好效果。同 轴矩形波导变换段和矩圆波导变换段的设计较为常 介质棒天线是一种表面波端射天线,通过合理的 设计,可实现窄波束和高增益。该类型的天线还有阵 元间互耦弱和宽频带内具有较低的反射损耗、较低的 副瓣、较低的交叉极化电平等特点,与喇叭等馈源天线 相比可以更小的溢出损耗实现对透镜或者反射面天线 稿日期:2013-01—10;修回日期:2013—1—28 作者简介:高初(1978一),男,高级工程师,博士,研究方向:天线设计;赖清华(1982一),男,高级工程师,博士,研究方向:天线设 计;陈明(1983一),男,工程师,博士,研究方向:天线设计。 38— 高初等 一种新型u频段圆极化介质棒天线 规,以下着重论述圆波导极化段和圆形锥削介质棒。 1 圆极化段的设计 圆极化段的结构如图1所示, 1段圆波导和8 个分布在两条线上的凹槽组成。两条线组成的平面则 与入射的TE 模极化方向成45。。经过圆极化段的传 播,在圆波导另一侧形成两个正交的模式;二者幅度相 等,相位差90。;输出模式所在方向一个在8个凹槽组 成的平面,一个与之垂直。 图1 圆极化段示意图 每一个含一对凹槽的圆波导段可以视为一个圆波 导与矩形波导正交的四端口器件。根据设计4分支3 —ap一 馨 一 一 罂 dB定向耦合器的方法,每一个凹槽的尺寸可以由耦合 O O O O O O 关系确定 J,即 A1=2Z1/(4+Z ) (1) A2=2Z2/(4+Z:) (2) 其中,A 为两端2个带凹槽圆波导的散射参数s z 为修正后的两端分支矩形波导的特性阻抗,A,为中心 2个带凹槽圆波导的散射参数S Z:为修正后的中心 分支矩形波导的特性阻抗。修正后的分支矩形波导阻 抗z 和z 为4分支3 dB定向耦合器的解,使得分支 矩形波导在对应频段的中心频率有了理想匹配。 凹槽中心的间距则由圆波导TE。 模中心频率波 导波长决定 J,即 L (2n+1)A /4, n≥0 (3) 以上参数可以通过全波仿真软件如HFSS求取。 优化后,1、4段长度为1.9倍圆波导半径,2、3段长度 为1.5倍圆波导半径。各段宽度均为0.3倍圆波导半 径。1、2段中心间距和3、4段中心间距为2.6倍圆波 导半径;2、3段中心间距为1.9倍圆波导半径。图2 和图3分别是仿真所得的圆极化段的两个正交TE 模 式的传输幅度差和传输相位差。 圆波导主模通过圆极化段后得到的两个正交模式 的幅度差异不超过0.15 dB,相位差异与90。相比不超 过4。。该圆极化段可以作为圆极化天线的激励源。 0.97fo fo 频率 1.O3fo 图2 圆极化段的幅度传输特性 图3 圆极化段的相位传输特性 2介质棒的设计 介质棒的示意图如图4所示,包括匹配段、安装段 和辐射段。 匹l配I装l 安I 辐射段 段J 段『 图4介质棒示意图 圆波导中的激励将沿介质棒轴向传播,大部分向 空间辐射,少部分被介质棒终端反射。通过优化辐射 段的外形可以减小介质附近束缚的电磁波的能量,增 加进入自由空间的电磁波的能量,有效地提升辐射效 率。安装段则插入圆波导中,起到固定的作用,同时使 产生的表面波在匹配段和辐射段之间传播时产生连续 辐射,提高效率。匹配段的形状将影响天线的驻波。 选用介质棒的基模HE 模作为工作模式。为了 减小色散对带宽的影响,选用低介电常数的介质材料 交联聚苯乙烯(相对介电常数 为2.53)。为了保证 不激励高次模,对介质棒根部的直径有一定的限 制 ,即 一39一 雷达与对抗 d<0.626A0 ̄/ (4) 天线根部的直径过小会在带宽和副瓣方面带来影 响,故选择介质棒根部直径约为A。。 辐射段的长度决定了天线的波束宽度和增益。过 短不能有效汇聚能量,导致增益偏低;过长则发生反向 抵消的现象,增益亦有损失。近似的最佳长度为 一 J I(k0 一k )dx=叮T (5) 其中,s为辐射段长度,k 和k。分别为介质中和空气中 的波数。 从最佳长度出发,借助HFSS软件,按照辐射段、 安装段、匹配段的顺序逐步优化辐射段的形状,得到一 个窄波束的介质棒天线,辐射段长度约为8A。,如图5 所示 一号一 加m 0邶珈号: 图5介质棒天线 3结果及分析 针对第2节中设计得到的介质棒天线,采用HFSS 进行了仿真和驻波测试工作。该频段结构尺寸很小, 对加工进度要求较高。此外,介质棒材料具有一定的 弹性,导致加工中存在细微的偏心现象。端接式波导 同轴变换段存在约0.1 mm的极小尺寸,给加工和装 配带来了困难。各种误差造成了仿真结果与实测结果 的差异。 图6给出了设计频带内驻波的测试结果。实测频 带内驻波优于1.9,高于仿真值,系加工误差所致。 图6 实测驻波曲线 ...——40....—— 2013年 第1期 仿真所得的中心频率的方向图和轴比分别如图7 和图8所示。主瓣3 dB波束宽度约为22。。交叉极化 为一20 dB,副瓣电平在一l6 dB左右,方向性系数约 为18.1 dB,轴比约为1.6 dB。两个边频的相关电性 能与中心频率的电性能类似。在设计频带内,得到了 良好的圆极化特性。 .80-60-4o一20 0 2O 40 60 80 角度(。) 图7仿真所得中心频率方向图 角度(。) 图8仿真所得中心频率轴比 4 结束语 本文设计了一种圆极化介质棒天线,着重分析了 凹槽型圆极化段和介质棒的设计方法。根据仿真和部 分实验结果,考察了天线的驻波、副瓣、波束宽度、3dB 波束宽度、轴比和方向性系数等特性。小截面尺寸、良 好的圆极化性能和窄波束宽度使得该天线适用于U 频段多馈源反射面或透镜系统。 参考文献: [1] Richter J,Nbtel D,Kloppel F.A multi—channel radiometer with focal plane array antenna for W— band passive millimeter wave imaging[C]//Mi— crowave Synposium Digest.,IEE MTr・S Interna— tional,2006(11—16):1592—1595. 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[5] 刘微,等.一种新型圆极化宽带喇叭天线[J]. ) ) 3 自动化标校计算误差系数计算 目前,自动化标定主要指光电失配误差系数的标 定。当认为重力变形误差近似不变的情况下,可以采 用天线正置完成光电失配误差系数 、K 的标定,否 则采用天线正倒置完成光电失配误差系数 和K及 重力变形误差系数E 的标定。 3.1天线正置标定 天线正置时光电失配误差系数计算公式可在前述 标校模型逆向推理基础上得到。针对前述“真值=测 量值一误差”模型,当天线系统正置跟踪电标时,由于 目标处于静态,固不存在动态滞后,此时: A :A 一Ao一0Msin(A 一A PM)tgE 。一 6tgE c—KzsecE r —KbsecEf cc E =E。一E0—0MCOS(A 一A M)一 Kn—E cosE 一般地,跟踪电标时E <5。,于是secE 1, tgE 一0,cosE 1,则有 A 一A 一Ao一 K E 一E 一Eo一0MCOS(A 一A M)一Kg 采用“真值=测量值+误差”模型时,同样推 理得 =A 一 。一Ao—K6 K 一Erd—E cz—Eo一8MCOS A cz—Af M 一E 其中A 为电标的大地精确测量值。 3.2天线正倒置标定 采用“真值=测量值一误差”模型时,当天线系统 正置跟踪电标时: A =A 一A0—0Msin(A 一A 肘)tgE 一 BtgEf 一KzsecEt cz—KbsecEf cz E =E 一E0—0MCOS(A 一A )一 K 一EgcosE 当天线倒置跟踪电标时: 180。一E =E d—E0一 吖cos(A +180。一A M)一 电子测量技术,2007(5):169-171. [6] Yoneda N,Miyazaki M,Matsumara H,Yamato M.A design of novel grooved circular waveguide polarizers l J 1.IEEE Trans.on Microwave Theory and Techniques,2000,48(12):2446—2452. [7] 曾晖.K波段圆极化高效率馈源的设计[J].广 播与电视技术,2000(3):117-124. K 一Egcos(180一E') cz由于E <5。,同时将天线正置和正倒置俯仰等式 做加减处理,得到 Kz—A 一A 一Ao—Kb K :(E +E d一180)/2一Eo Eg [(E 一Ecd)+1801/2一E 一 COS(A 一AtM) 采用“真值:测量值+误差”模型时,同样推理方 法得 Kz—A形一A 一A0一Kb K =【180一(E +E d)]/2一Eo Eg E 一[180_-E 一E d)]/2一 Mcos(A 一 ) 4 结束语 本文依据笔者在精密测量雷达角度标校过程中发 现的各种问题和现象,通过详细理论分析,对角度标校 中的模型选择、符号约束、标定方法以及自动化光电失 配标定参数计算等内容进行了具体研究并给出明确结 论,避免了由于模型选择和符号等原因引起的测角超 差问题。通过多台测量设备的应用检验,对避免精密 跟踪测量雷达测角数据超差具有重要作用。 参考文献: [1] 中国人民总装备部军事训练教材编辑工 作委员会.外弹道测量数据处理[M].北京:国 防工业出版社,2002:1 1.15,305—309. [2] 赵业福.无线电跟踪测量系统[M].北京:国防 工业出版社,2001:140—145. [3]李连升.雷达伺服系统[M].北京:国防工业出 版社,1983:214-219. [4] 曾宪伟,张智军.某型机载雷达的地面标校方法 [J].现代雷达,2005(12):68-70. 一4l一