第３３卷第１期 雷达与对抗 ＲＡＤＡＲ＆ＥＣＭ Ｖｏ１．３３ Ｎｏ．１ Ｍａｒ．２０１３ ２０１３年３月 一种新型Ｕ频段圆极化介质棒天线 高 初，赖清华，陈 明 （中国电子科技集团公司第三十八研究所，合肥２３００８８） 摘要：设计了一种由同轴矩形波导变换段、矩圆波导变换段、圆极化段和介质段组成的新型 ｕ频段圆极化介质棒天线，给出了相应的设计方法。仿真结果显示，在６％的带宽内驻波优于 １．５，频带内轴比优于２ ｄＢ，３ ｄＢ波束宽度约为２２。。该介质棒天线可用作Ｕ频段反射面天线 或透镜天线的馈源。 关键词：天线；Ｕ频段；圆极化；介质棒 中图分类号：８２３．２３文献标志码：Ａ文章编号：１００９－０４０１（２０１３）０１—００３８—０４ Ａ ｎｏｖｅｌ Ｕ—ｂａｎｄ ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ｄｉｅｌｅｃｔｉｃ ｒｏｄ ａｎｔｅｎｎａ ｒＧＡＯ Ｃｈｕ，ＬＡＩ Ｑｉｎｇ—ｈｕａ，ＣＨＥＮ Ｍｉｎｇ （Ｎｏ．３８ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ ｏｆ ＣＥＴＣ，Ｈｅｆｅｉ ２３００８８） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａ ｎｏｖｅｌ Ｕ．ｂａｎｄ ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｏｄ ａｎｔｅｎｎａ ｃｏｍｐｏｓｅｄ ｏｆ ａ ｃｏａｘｉａ１．ｔｏ—ｒｅｃ— ｔａｎｇｕｌａｒ ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ，ａ ｒｅｃｔａｎｇｕｌａｒ—ｔｏ－ｃｉｒｃｕｌａｒ ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ，ａ ｃｉｒｃｕｌａｒｌｙ ｐｏｌａｒｉｚｅｄ ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ａｎｄ ａ ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｏｄ ｉｓ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ ｇｉｖｅｎ．Ｔｈｅ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｒｅ— ｓｕｌｔｓ ｓｈｏｗ ｔｈａｔ ｔｈｅ ＶＳＷＲ ｉｓ ｌｏｗｅｒ ｔｈａｎ １．５ ｉｎ ｔｈｅ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ｏｆ ６％．ｔｈｅ ａｘｉａｌ ｒａｔｉｏ ｉｓ ｌｅｓｓ ｔｈａｎ ２ｄＢ ｉｎ ｔｈｅ ｂａｎｄ．ａｎｄ ３ ｄＢ ｂｅａｍ ｗｉｄｔｈ ｉｓ ａｂｏｕｔ ２２。． ｒｈｅ ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｏｄ ａｎｔｅｎｎａ ｃａｎ ｂｅ ｕｓｅｄ ａｓ ｔｈｅ ｆｅｅｄ ０ｆ Ｕ—ｂａｎｄ ｒｅｆｌｅｃｔｏｒ ｏｒ ｌｅｎｓ ａｎｔｅｎｎａｓ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ａｎｔｅｎｎａ；Ｕ—ｂａｎｄ；ｃｉｒｃｕｌａｒ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ；ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｏｄ ０ 引 言 毫米波成像系统可以获取目标的辐射分布差异特 性并产生图像，从而推测对应目标的形状、体积、距离 和材料等特性。相关技术在军事领域有侦察、制导、反 隐身、探测等应用，在民用领域则有公共安全、医学、遥 的照射。从加工的角度考虑，介质棒电磁性能对几何 尺寸变化不敏感，对加工精度要求不高 。 现有的圆波导圆极化器主要有两种设计方法：一 是在圆波导中插入介质片 ，二是在圆波导壁上开凹 槽或加销钉 Ｊ，二者的圆极化性能接近。但是，ｕ波 段天线各组成部分的尺寸很小，对加工误差比低频段 敏感。考虑到波导机械加工易于保证相关尺寸的精 度，且不易变形，在该频段选择圆波导壁上开凹槽形式 的圆极化段。 感等应用 １－２］。从分辨率和溢出损耗两个方面综合考 虑，天线应当具有小截面和高增益的特性 。因此， 靠轴向尺寸而不是截面尺寸获取高增益的介质棒天线 受到了研究人员的高度重视。 本文设计了一种Ｕ波段圆极化介质棒天线。整 个天线由同轴矩形波导变换段、矩圆波导变换段、凹槽 形式的圆波导极化段和圆形锥削介质棒组成。采用 ＨＦＳＳ优化设计得到了６％的带宽内驻波优于１．５，轴 比优于２ ｄＢ，３ ｄＢ波束宽度约为２２。的良好效果。同 轴矩形波导变换段和矩圆波导变换段的设计较为常 介质棒天线是一种表面波端射天线，通过合理的 设计，可实现窄波束和高增益。该类型的天线还有阵 元间互耦弱和宽频带内具有较低的反射损耗、较低的 副瓣、较低的交叉极化电平等特点，与喇叭等馈源天线 相比可以更小的溢出损耗实现对透镜或者反射面天线 稿日期：２０１３－０１—１０；修回日期：２０１３—１—２８ 作者简介：高初（１９７８一），男，高级工程师，博士，研究方向：天线设计；赖清华（１９８２一），男，高级工程师，博士，研究方向：天线设 计；陈明（１９８３一），男，工程师，博士，研究方向：天线设计。 ３８— 高初等 一种新型ｕ频段圆极化介质棒天线 规，以下着重论述圆波导极化段和圆形锥削介质棒。 １ 圆极化段的设计 圆极化段的结构如图１所示， １段圆波导和８ 个分布在两条线上的凹槽组成。两条线组成的平面则 与入射的ＴＥ 模极化方向成４５。。经过圆极化段的传 播，在圆波导另一侧形成两个正交的模式；二者幅度相 等，相位差９０。；输出模式所在方向一个在８个凹槽组 成的平面，一个与之垂直。 图１ 圆极化段示意图 每一个含一对凹槽的圆波导段可以视为一个圆波 导与矩形波导正交的四端口器件。根据设计４分支３ —ａｐ一 馨 一 一 罂 ｄＢ定向耦合器的方法，每一个凹槽的尺寸可以由耦合 Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ Ｏ 关系确定 Ｊ，即 Ａ１＝２Ｚ１／（４＋Ｚ ） （１） Ａ２＝２Ｚ２／（４＋Ｚ：） （２） 其中，Ａ 为两端２个带凹槽圆波导的散射参数ｓ ｚ 为修正后的两端分支矩形波导的特性阻抗，Ａ，为中心 ２个带凹槽圆波导的散射参数Ｓ Ｚ：为修正后的中心 分支矩形波导的特性阻抗。修正后的分支矩形波导阻 抗ｚ 和ｚ 为４分支３ ｄＢ定向耦合器的解，使得分支 矩形波导在对应频段的中心频率有了理想匹配。 凹槽中心的间距则由圆波导ＴＥ。 模中心频率波 导波长决定 Ｊ，即 Ｌ （２ｎ＋１）Ａ ／４， ｎ≥０ （３） 以上参数可以通过全波仿真软件如ＨＦＳＳ求取。 优化后，１、４段长度为１．９倍圆波导半径，２、３段长度 为１．５倍圆波导半径。各段宽度均为０．３倍圆波导半 径。１、２段中心间距和３、４段中心间距为２．６倍圆波 导半径；２、３段中心间距为１．９倍圆波导半径。图２ 和图３分别是仿真所得的圆极化段的两个正交ＴＥ 模 式的传输幅度差和传输相位差。 圆波导主模通过圆极化段后得到的两个正交模式 的幅度差异不超过０．１５ ｄＢ，相位差异与９０。相比不超 过４。。该圆极化段可以作为圆极化天线的激励源。 ０．９７ｆｏ ｆｏ 频率 １．Ｏ３ｆｏ 图２ 圆极化段的幅度传输特性 图３ 圆极化段的相位传输特性 ２介质棒的设计 介质棒的示意图如图４所示，包括匹配段、安装段 和辐射段。 匹ｌ配Ｉ装ｌ 安Ｉ 辐射段 段Ｊ 段『 图４介质棒示意图 圆波导中的激励将沿介质棒轴向传播，大部分向 空间辐射，少部分被介质棒终端反射。通过优化辐射 段的外形可以减小介质附近束缚的电磁波的能量，增 加进入自由空间的电磁波的能量，有效地提升辐射效 率。安装段则插入圆波导中，起到固定的作用，同时使 产生的表面波在匹配段和辐射段之间传播时产生连续 辐射，提高效率。匹配段的形状将影响天线的驻波。 选用介质棒的基模ＨＥ 模作为工作模式。为了 减小色散对带宽的影响，选用低介电常数的介质材料 交联聚苯乙烯（相对介电常数 为２．５３）。为了保证 不激励高次模，对介质棒根部的直径有一定的限 制 ，即 一３９一 雷达与对抗 ｄ＜０．６２６Ａ０￣／ （４） 天线根部的直径过小会在带宽和副瓣方面带来影 响，故选择介质棒根部直径约为Ａ。。 辐射段的长度决定了天线的波束宽度和增益。过 短不能有效汇聚能量，导致增益偏低；过长则发生反向 抵消的现象，增益亦有损失。近似的最佳长度为 一 Ｊ Ｉ（ｋ０ 一ｋ ）ｄｘ＝叮Ｔ （５） 其中，ｓ为辐射段长度，ｋ 和ｋ。分别为介质中和空气中 的波数。 从最佳长度出发，借助ＨＦＳＳ软件，按照辐射段、 安装段、匹配段的顺序逐步优化辐射段的形状，得到一 个窄波束的介质棒天线，辐射段长度约为８Ａ。，如图５ 所示 一号一 加ｍ ０邶珈号： 图５介质棒天线 ３结果及分析 针对第２节中设计得到的介质棒天线，采用ＨＦＳＳ 进行了仿真和驻波测试工作。该频段结构尺寸很小， 对加工进度要求较高。此外，介质棒材料具有一定的 弹性，导致加工中存在细微的偏心现象。端接式波导 同轴变换段存在约０．１ ｍｍ的极小尺寸，给加工和装 配带来了困难。各种误差造成了仿真结果与实测结果 的差异。 图６给出了设计频带内驻波的测试结果。实测频 带内驻波优于１．９，高于仿真值，系加工误差所致。 图６ 实测驻波曲线 ．．．——４０．．．．—— ２０１３年 第１期 仿真所得的中心频率的方向图和轴比分别如图７ 和图８所示。主瓣３ ｄＢ波束宽度约为２２。。交叉极化 为一２０ ｄＢ，副瓣电平在一ｌ６ ｄＢ左右，方向性系数约 为１８．１ ｄＢ，轴比约为１．６ ｄＢ。两个边频的相关电性 能与中心频率的电性能类似。在设计频带内，得到了 良好的圆极化特性。 ．８０－６０－４ｏ一２０ ０ ２Ｏ ４０ ６０ ８０ 角度（。） 图７仿真所得中心频率方向图 角度（。） 图８仿真所得中心频率轴比 ４ 结束语 本文设计了一种圆极化介质棒天线，着重分析了 凹槽型圆极化段和介质棒的设计方法。根据仿真和部 分实验结果，考察了天线的驻波、副瓣、波束宽度、３ｄＢ 波束宽度、轴比和方向性系数等特性。小截面尺寸、良 好的圆极化性能和窄波束宽度使得该天线适用于Ｕ 频段多馈源反射面或透镜系统。 参考文献： ［１］ Ｒｉｃｈｔｅｒ Ｊ，Ｎｂｔｅｌ Ｄ，Ｋｌｏｐｐｅｌ Ｆ．Ａ ｍｕｌｔｉ—ｃｈａｎｎｅｌ ｒａｄｉｏｍｅｔｅｒ ｗｉｔｈ ｆｏｃａｌ ｐｌａｎｅ ａｒｒａｙ ａｎｔｅｎｎａ ｆｏｒ Ｗ— ｂａｎｄ ｐａｓｓｉｖｅ ｍｉｌｌｉｍｅｔｅｒ ｗａｖｅ ｉｍａｇｉｎｇ［Ｃ］／／Ｍｉ— ｃｒｏｗａｖｅ Ｓｙｎｐｏｓｉｕｍ Ｄｉｇｅｓｔ．，ＩＥＥ ＭＴｒ・Ｓ Ｉｎｔｅｒｎａ— ｔｉｏｎａｌ，２００６（１１—１６）：１５９２—１５９５． ［２］ Ｒｉｃｈｔｅｒ Ｊ，Ｓｃｈｍｉｄｔ Ｌ．Ｐ．Ｄｉｅｌｅｃｔｒｉｃ ｒｏｄ ａｎｔｅｎｎａｓ ａｓ ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ ｆｅｅｄ ｅｌｅｍｅｎｔｓ ｆｏｒ ｆｏｃａｌ ｐｌａｎｅ ａｒｒａｙｓ ［Ｃ］／／Ａｎｔｅｎｎａｓ ａｎｄ Ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ Ｓｏｃｉｅｔｙ Ｉｎｔｅｒｎａ一 高初等 一种新型Ｕ频段圆极化介质棒天线 ｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ，２００５，３—８（３）：６６７。６７０． ［３］ 王楠楠，等．Ｋａ频段介质棒天线优化设计［Ｊ］． 电波科学学报，２０１０（１）：１６１－１６６． ［４］ 王楠楠，等．毫米波ＦＰＡ成像系统馈源天线研 究［Ｊ］．系统工程与电子技术，２０１０（８）： １６４４．１６４８． ［５］ 刘微，等．一种新型圆极化宽带喇叭天线［Ｊ］． ） ） ３ 自动化标校计算误差系数计算 目前，自动化标定主要指光电失配误差系数的标 定。当认为重力变形误差近似不变的情况下，可以采 用天线正置完成光电失配误差系数 、Ｋ 的标定，否 则采用天线正倒置完成光电失配误差系数 和Ｋ及 重力变形误差系数Ｅ 的标定。 ３．１天线正置标定 天线正置时光电失配误差系数计算公式可在前述 标校模型逆向推理基础上得到。针对前述“真值＝测 量值一误差”模型，当天线系统正置跟踪电标时，由于 目标处于静态，固不存在动态滞后，此时： Ａ ：Ａ 一Ａｏ一０Ｍｓｉｎ（Ａ 一Ａ ＰＭ）ｔｇＥ 。一 ６ｔｇＥ ｃ—ＫｚｓｅｃＥ ｒ —ＫｂｓｅｃＥｆ ｃｃ Ｅ ＝Ｅ。一Ｅ０—０ＭＣＯＳ（Ａ 一Ａ Ｍ）一 Ｋｎ—Ｅ ｃｏｓＥ 一般地，跟踪电标时Ｅ ＜５。，于是ｓｅｃＥ １， ｔｇＥ 一０，ｃｏｓＥ １，则有 Ａ 一Ａ 一Ａｏ一 Ｋ Ｅ 一Ｅ 一Ｅｏ一０ＭＣＯＳ（Ａ 一Ａ Ｍ）一Ｋｇ 采用“真值＝测量值＋误差”模型时，同样推 理得 ＝Ａ 一 。一Ａｏ—Ｋ６ Ｋ 一Ｅｒｄ—Ｅ ｃｚ—Ｅｏ一８ＭＣＯＳ Ａ ｃｚ—Ａｆ Ｍ 一Ｅ 其中Ａ 为电标的大地精确测量值。 ３．２天线正倒置标定 采用“真值＝测量值一误差”模型时，当天线系统 正置跟踪电标时： Ａ ＝Ａ 一Ａ０—０Ｍｓｉｎ（Ａ 一Ａ 肘）ｔｇＥ 一 ＢｔｇＥｆ 一ＫｚｓｅｃＥｔ ｃｚ—ＫｂｓｅｃＥｆ ｃｚ Ｅ ＝Ｅ 一Ｅ０—０ＭＣＯＳ（Ａ 一Ａ ）一 Ｋ 一ＥｇｃｏｓＥ 当天线倒置跟踪电标时： １８０。一Ｅ ＝Ｅ ｄ—Ｅ０一 吖ｃｏｓ（Ａ ＋１８０。一Ａ Ｍ）一 电子测量技术，２００７（５）：１６９－１７１． ［６］ Ｙｏｎｅｄａ Ｎ，Ｍｉｙａｚａｋｉ Ｍ，Ｍａｔｓｕｍａｒａ Ｈ，Ｙａｍａｔｏ Ｍ．Ａ ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｎｏｖｅｌ ｇｒｏｏｖｅｄ ｃｉｒｃｕｌａｒ ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ｐｏｌａｒｉｚｅｒｓ ｌ Ｊ １．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｔｈｅｏｒｙ ａｎｄ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，２０００，４８（１２）：２４４６—２４５２． ［７］ 曾晖．Ｋ波段圆极化高效率馈源的设计［Ｊ］．广 播与电视技术，２０００（３）：１１７－１２４． Ｋ 一Ｅｇｃｏｓ（１８０一Ｅ＇） ｃｚ由于Ｅ ＜５。，同时将天线正置和正倒置俯仰等式 做加减处理，得到 Ｋｚ—Ａ 一Ａ 一Ａｏ—Ｋｂ Ｋ ：（Ｅ ＋Ｅ ｄ一１８０）／２一Ｅｏ Ｅｇ ［（Ｅ 一Ｅｃｄ）＋１８０１／２一Ｅ 一 ＣＯＳ（Ａ 一ＡｔＭ） 采用“真值：测量值＋误差”模型时，同样推理方 法得 Ｋｚ—Ａ形一Ａ 一Ａ０一Ｋｂ Ｋ ＝【１８０一（Ｅ ＋Ｅ ｄ）］／２一Ｅｏ Ｅｇ Ｅ 一［１８０＿－Ｅ 一Ｅ ｄ）］／２一 Ｍｃｏｓ（Ａ 一 ） ４ 结束语 本文依据笔者在精密测量雷达角度标校过程中发 现的各种问题和现象，通过详细理论分析，对角度标校 中的模型选择、符号约束、标定方法以及自动化光电失 配标定参数计算等内容进行了具体研究并给出明确结 论，避免了由于模型选择和符号等原因引起的测角超 差问题。通过多台测量设备的应用检验，对避免精密 跟踪测量雷达测角数据超差具有重要作用。 参考文献： ［１］ 中国人民总装备部军事训练教材编辑工 作委员会．外弹道测量数据处理［Ｍ］．北京：国 防工业出版社，２００２：１ １．１５，３０５—３０９． ［２］ 赵业福．无线电跟踪测量系统［Ｍ］．北京：国防 工业出版社，２００１：１４０—１４５． ［３］李连升．雷达伺服系统［Ｍ］．北京：国防工业出 版社，１９８３：２１４－２１９． ［４］ 曾宪伟，张智军．某型机载雷达的地面标校方法 ［Ｊ］．现代雷达，２００５（１２）：６８－７０． 一４ｌ一
