单相功率因数校正电路的设计与研究论文

目 录

摘 要............................................... 错误!未定义书签。 ABSTRACT............................................ 错误!未定义书签。 目 录............................................................... 1 1 绪论............................................................. 2 1.1 开关电源概述 ................................. 错误!未定义书签。 1.2 功率因数校正概述 ............................................. 2 1.3 软开关单相升压功率因数校正 ................................... 3 2 有源功率因数校正APFC的基本工作原理与应用........................ 3 2.1 功率因数校正（PFC）的定义及意义 .............................. 3 2.1.1 功率因数校正的定义 ....................................... 3 2.1.2 功率因数校正的意义 ....................................... 4 2.2 有源功率因数校正技术的研究现状 ............................... 6 2.3 功率因数校正实现方法 ......................................... 6 2.4 有源功率因数校正技术的分类 ................................... 7 3 BOOST变换器功率因数硬开关校正电路的仿真 ......................... 7 3.1 主电路的设计及工作波形图 ..................................... 7 3.2 BOOST变换器基本原理 ........................................... 8 3.3 主电路主要元器件的参数设计 ................................... 9 3.3.1 高功率因数校正硬开关AC/DC变换电路技术指标 ............... 9 3.3.2 升压电感的设计 ........................................... 9 3.3.3 输出电容CO的设计 ........................................ 10 3.4 主电路的仿真与分析 .......................................... 11 4 BOOST型ZVT-PWM功率因数软开关校正电路的仿真 .................... 14 4.1 主电路的设计及工作波形图 .................................... 14 4.2 BOOST型ZVT-PWM变换器工作原理 ................................ 15 4.3 BOOST型ZVT-PWM变换器运行模式分析 ............................ 15 4.4 硬开关技术的缺点 ............................................ 17 4.5 BOOST型ZVT-PWM变换器的优缺点 ................................ 19 4.6 软开关技术的特性 ............................................ 19 4.7 主电路主要元器件的参数设计 .................................. 21 4.7.1 高功率因数校正软开关AC/DC变换电路技术指标 .............. 21 4.7.2 谐振电感Lr的设计 ....................................... 21 4.7.3 谐振电容Cr的设计 ....................................... 22 4.8 主电路的仿真与分析 .......................................... 22 5 全文总结........................................................ 25

摘 要

功率因数校正技术是抑制谐波电流、提高功率因数的行之有效的方法，近年来受到了越来越多的关注。本文在论述有源功率因数校正基本原理的基础上，对有源功率因数校正的主电路拓扑及控制方法进行了分析与比较，总结其特点:对无源功率因数校正(PFC)电路、有源两级功率因数校正(PFC)电路和有源单级功率因数校正(PFC)电路进行了分析及性能比较，指出它们分别适用的场合。通过比较，选择Boost变换器为主电路拓扑，采用UC3854控制器，设计一容量为500W的单相有源功率因数校正电路，给出了具体电路参数的计算。应用非线性优化方法分别对主电路和控制电路的补偿网络进行了优化设计。对无直流电压传感器的原理进行了详细的分析，并进行了仿真，结果证明了原理电路的可行性。

关键词:功率因数校正，优化，传感器

1 绪论

1.1 功率因数校正

整个电源的谐波干扰和电网污染早已引起人们的关注。但是，当时的电源数量很少，谐波干扰也相对较小，因此并未引起普遍关注。在过去的20年中，随着现代经济和技术的飞速发展，越来越多的电气设备被添加到电网中，并且许多谐波分量被创建并通过电网连接到其他电气设备，从而稳定了重要的电子设备，例如计算机。在操作过程中会发生严重的电磁干扰。

由于传统的稳压电源数量大增，其输入级不控整流器和高压大滤波电容产生的严重谐波电流干扰，已成为强噪声发射源，危害了电网的正常工作，使220V电网输送线路上损耗剧增，浪费了大量的电能[1]。开关电源输入级的峰值电流非常高，将电网侧的功率因数从0.5降低到0.65。即，视在功率远大于有用功率，并且电网的质量受到严重损害。因此，发达国家正在率先引入各种功率因数校正（PFC）方法来实现“绿色能源”革命，以限制电子制造商访问网络的电气设备的电流谐波国际标准IEC555-2，EN60555-2我不得不实施等价值。

功率因数校正电路（PFC）分为有源和无源。无源补偿电路通常由大容量的

电感器，电容器和整流器组成，它们在工频电源上工作。使用无源功率因数校正技术获得的功率因数不如有源校正电路高，但是功率因数可以提高到0.7-0.8，因此该技术广泛用于中小型电源。本文主要讨论有功功率因数校正的方法。自1990年代以来，有源校正电路发展迅速。您需要在桥式整流器和输出电容器滤波器之间增加一个功率转换电路，以使功率因数接近1。有源晶体电路在高频开关状态下工作，其体积小，重量轻，比无源晶体电路更有效率。

1.2 软开关单相升压功率因数校正

当前，升压电路广泛用于单相整流电源的功率因数校正（PFC）技术。传统的升压电路在硬开关状态下工作，并且在不连续导通模式下工作时，电感器电流的峰值与输入电压成正比，并且输入电流波形遵循输入电压波形，从而简化了控制。关断导通电流和大峰值电流会导致大的关断损耗和严重的电磁干扰。 因此，在升压电路中采用软开关技术不但可以提高开关频率，还能解决开关开通与关断损耗、容性开通、感性关断和二极管反相恢复4大难题[2]。但是，在软开关技术领域，现有技术提出了几种电路，例如谐振转换器，准谐振转换器和零开关PWM转换器，但是这些电路可以用于单相功率因数校正电路。它提高了功率因数和系统效率，但总体上并不理想。在软开关状态下工作的特性是在连续导通模式下工作，优点是与使用传统的硬开关控制技术进行功率因数校正相比，功率开关管的开关损耗和二极管的反向恢复损耗得到了极大的改善。我们可以看到，通过电路仿真和实际电路设计可以很好地实现功率因数。

出于校正目的，大大降低了功率管的开关损耗，抑制了电磁干扰，并获得了更高的效率。升压谐振转换器（包括伪谐振和多谐振转换器）的谐振电感和谐振电容一直参与能量传递，并且电压和电流应力很高。在零开关PWM转换器中，谐振元件并不总是在谐振状态下工作，而是谐振电感串联在主功率环路中，并且损耗相对较大。谐振转换器完全相同，并提出了一种零转换PWM转换器。它可以分为零电压转换PWM转换器（Boost ZVT-PWM）和零电流转换PWM转换器（Boost ZCT-PWM）。这种转换器是软开关技术的又一次飞跃。它的功能在PWM模式下运行，并且辅助谐振电路仅在主开关被切换以实现开关的软切换时才起作用，否则它不起作用，从而降低了辅助电路的功耗。此外，辅助电路与主电源电路并联连接，辅助电路的工作不会增加主开关管的电压和电流应力，并且主开关管的电压和电流应力很小。

2 有源功率因数校正APFC的基本工作原理与应用

2.1 功率因数校正（PFC）的定义及意义

2.1.1 功率因数校正的定义

功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值。

即

PFIPV1I1cos1coscos （2-1） SV1IrmsIrms式中：I1——交流输入市电的基波电流有效值；

Irms——交流输入市电电流有效值；

——交流输入市电电流的波形畸变系数；

cos——交流输入市电的基波电压与基波电流之间的相移因数。 因此，可以将功率因数（PF）定义为失真系数和相移系数的乘积。假设输入电流中没有谐波1或I1IR，故上式变为PFcos[7]。

功率因数校正的基本原理是在电路中进行测量，以使电源的输入电流实现正弦波并保持输入电压和相位。功率因数PF与电流总谐波失真THD之间的关系可以证明如下：

PFcos11(THD)2 （2-2）

这表明要增加PF，需要降低THD 。 2.1.2 功率因数校正的意义

由整流二极管和滤波电容器组成的整流滤波电路非常普遍，但价格低廉，可靠性高，但对电网的谐波污染却非常严重，它由整流二极管和滤波电容器组成。整流滤波器电路主要具有以下问题。

1.在启动期间会出现大的浪涌电流，大约是正常工作电流的10至几十倍。 1.在正常工作期间，整流二极管的小导通角形成一个窄脉冲，具有高振幅，高电

流波峰因数（CF），并且电流总谐波失真（THD）通常超过100％。导致电网电压波形失真。

3.低功率因数（PF），通常约为0.5至0.6。

开关电源的输入级一般采用由整流二极管和滤波电容器组成的整流滤波电路，如图2-1所示，输入220V交流主整流器后，直接连接滤波电容器以产生更平滑的直流电压。知道了。但是，由整流二极管和滤波电容器组成的整流滤波电路是非线性元件和储能元件的组合，但是交流输入市电输入电压Vi的波形是正弦波，但是整流器件的导通角不够180，由于导通角小，输入交流电流波形严重失真，

如图2-2所示的脉冲状。

UiIiACVCRIiUit

图2-1电路图 图2-2 常规开关电源输入电压电流波形

大量的整流器电路已用于在供电电网中产生严重失真的非正弦电流，除了基波以外，输入电流还包含许多奇数和谐波分量。这些波流回电网，造成严重的谐波“污染”，从而造成严重伤害。主要风险[10]是：

1.创建一个“辅助效果”。即，传输线阻抗处的谐波电流中的电压降会扭曲电网电压（正弦波），并影响各种电气设备的正常运行。

2.谐波会导致传输线和转换线出现故障，从而导致转换设备损坏。例如，线路和配电变压器过热和过载。在高压长距离传输系统中，谐波电流会在变压器的电感电抗和系统的电容电抗之间引起LC谐振，在三相电路中，中性电流是三相三次谐波电流的叠加，因此谐波电流由于过电流等而呈中性。电流损坏

3.谐波也会影响电气设备的正常运行。例如，除了给电动机增加额外的损耗外，谐波电流还会产生附加的谐波转矩，机械振动等，从而严重影响电动机的正常运行。谐波会导致白炽灯在更高的电压下工作。这可能会导致灯丝的工作温度过高或缩短灯丝的寿命。

4.谐波会增加测量设备的谐波误差。常规仪器是在正弦电压和正弦电流波形的情况下设计和操作的，因此可以确保在测量正弦电压和电流时的准确性，但是使用此仪器测量此非正弦波的量会导致额外的误差。影响测量精度。

5.谐波会干扰通信电路。电力线谐波电流通过电场耦合，磁场耦合和公共接地耦合影响通信电路。

综上所述，为了减少来自交流/直流转换器电路输入端的谐波电流和电网谐波“污染”的噪声，它确保了电网的供电质量并提高了电网的可靠性。为了提高输入端子的功率因数以达到节能效果，必须限制AC/DC电路输入端子的谐波电流分量。这表明功率因数的提高在AC/DC开关电源应用中非常重要。

2.2 有源功率因数校正技术的研究现状

PFC技术的主要方法可以分为无源PFC技术和有源PFC技术。无源PFC技术采用无源器件，如电感和电容组成的谐振滤波器，实现PFC功能，主要优点：简单 、成本低、可靠性高及EMI小等。主要缺点：难以得到高功率因数，低频时元器件尺寸和重量大，工作性能与频率、负载变化和输入电压变化有关，电感和电容间有大的充放电电流等。有源PFC技术的基本原理是利用控制电路强迫输入交流电流波形跟踪输入交流电压波形而实现交流输入电流的正弦化，并与输入电压同步。其中关键电路是乘法器和除法器，有源功率因数校正电路的特点是：功率因数高，PF可达0.99以上；总谐波畸变率低，THD＜10%；交流输入电压范围宽，交流输入电压范围可达AC90～270V；输出电压稳定；所需磁性元件小。主要缺点是：电路复杂，可靠性下降，EMI高，成本增加，效率会下降。有源技术已经广泛应用在AC/DC开关电源、UPS电源、电子镇流器、程控交换机电源等电子仪器中[14]。

2.3 功率因数校正实现方法

功率因数校正的基本原理是在电路中进行测量，以使电源的输入电流实现正弦波并保持输入电压和相位。关键是要达到功率因数1的重要目标，即公式

PFcos111。有很多方法可以实现或基本实现功率因数校正，有源校

正技术尤其是用于开关电源的单相升压高频有源功率因数校正电路具有较高的功率因数值PF0.99,低频谐波失真THD8%~10%,电源效率高达90%以上，

输出电压VB稳定（升至400V左右），适用于中大功率电源（100W～2000W）,且适应宽输入电压（90～270V），磁性元件小，可省略或简化庞大的原输入级滤波器[1]。在功率输入级插入功率因数校正网络的目的是通过合适的控制电路连续调节输入电流波形，以达到正弦波并保持输入电网电压和相位。

2.4 有源功率因数校正技术的分类

有源功率因数校正变换电路有升压（Boost）、降压（Buck）、升降压（Buck-Boost）和回扫四种类型[3]。在多数情况下，升压类型最常用于开关电源。主要优点是：首先，有效抑制输入电源电流的谐波失真，并完全满足或降低谐波电流失真指标要求。其次，您可以将系统功率因数提高到几乎等于1的水平。它可以完全满足世界各国在功率因数和总谐波含量方面的技术标准。第三，低纹波直流电压的输出可以确保开关电源的电流波峰因数小于1.5。如果在宽范围内波动，则可以实现宽带电压输入（85至265V），并且输出电压可以实现稳定的直流电压；第五，消除了浪涌电压和尖峰电压对电路元件的影响，提高了开关电源的稳定性和安全性，有效地延长了开关电源的使用寿命。

可以通过不同方式控制APFC。转换电路的工作频率分为两种：固定频率和可变频率。电流控制方法有三种：峰值电流控制，平均电流控制和磁滞电流控制。连续传导模式（CCM）和不连续传导模式（DCM）有两种类型，前者用于大输出功率，后者适合于200W以下的中功率APFC转换器。与DCM相比，CCM的优势在于： ①输入输出电流纹波小，THD和EMI小，易于滤波； ②RMS电流小，器件的导通损耗小； ③适用于大功率应用。在开关控制模式下，它分为两种类型：零电流开关（ZCS）和零电压开关（ZVS）。

3 升压转换器功率转换器硬开关补偿电路的仿真 3.1 主电路的设计及工作波形图

本节使用升压转换器功率因数校正电路，主要电路设计和工作波形如图3-1和3-2所示。

LDIsVacTri0C0u0R0图3-1 升压转换器主电路图

uGEti0I1图3-2 升压转换器工作波形

t

3.2 升压转换器的基本原理

在分析升压转换器电路的工作原理时，首先假定该电路具有较大的电感L值和较大的电容C值。当Tr打开时，整流后得直流电压对电感器（L）充电时，充电电流基本上恒定在I1，电容器（C）上的电压为负载（R）供电。由于C的值较大，因此输出电压u0基本上保持恒定，并记录为U0。假设Tr处于导通状态的时间为ton，并且在此阶段存储在电感器L中的能量为EI1ton。当Tr关断时，E和L一起对电容器C充电并为负载R供电。如果Tr处于截止状态的时间达到顶部状态，则电感器L在此期间释放的能量为（U0-E）I1toff。当电路在稳态下工作时，在一个周期T中存储在电感器L中的能量等于释放的能量。也就是说

EI1ton(U0E)I1toff （3-1）

化简得

U0tontofftoffETE （3-2） toff上式中T/toff≥1，由于输出电压高于电源电压，因此该电路称为升压斩波电路，也称为升压转换器（boost converter）。

升压斩波电路可以使输出电压高于电源电压的原因有两个。一个是因为L在储能之后充当了电压泵，另一个是因为电容器C可以维持输出电压。 在以上分析中，认为Tr处于通态期间因电容C的作用使得输出电压U0不变，但实际上C值不可能无穷大，在此阶段其向负载放电，U0必然会有所下降，故实际输出电压会略低于理想结果，不过，在电容C值足够大时，误差很小，基本可以忽略。 3.3 主电路主要部件的参数设计

3.3.1 高功率因数校正硬开关交流/直流转换电路的技术指标

输入电压：单相AC 220±10％V 输入频率：50Hz 输出电压：DC 400V 最大输出功率：3KW 功率因数：99％ 开关频率：f=100kHz 3.3.2 升压电感L设计

电感确定输入侧高频纹波电流的大小，其值与纹波电流的大小有关。电感值由输入侧交流电流的峰值确定。 因为在在线电压最小且负载最大时会出现最大峰值电流：

[6]

IL(pk)2Pout2300021.43A

Vin(min)198（3-3）

在这种设计中，转换器的输入线电流的峰值为21.43A，这是在交流电压为198V时出现的。如果电感电流允许有20％的电流纹波：

I0.2IL(pk)4.29A（I是指电流纹波峰对峰值）

（3-4）

当升压转换器的占空比为50％时，即升压比为M=V0/Vin=2时，会出现最大纹波电流。此时电感电流的峰值不会出现，因为它通常由正弦控制信号的峰值确定。

电感值是半波整流的最低输出电压下的电流峰值和该电压下的占空比D和开关频率（Vin（pk）由最低电网电压下的整流桥输出电压的峰值确定） ，关系是：

Ipk时的占空因数：

在这种设计中，转换器的输入线电流峰值为21.43A，出现在交流电压为198V时。假如允许电感电流有20%的电流脉动，则有：

I0.2IL(pk)4.29A（I是指电流纹波峰对峰值） （3-4） 当升压转换器的占空比为50％时，即升压比为M=V0/Vin=2时，会出现最大纹波电流。此时电感电流的峰值不会出现，因为它通常由正弦控制信号的峰值确定。电感值由该电压下半波整流的最低输出电压下的峰值电流的占空比D和开关频率确定（Vin（pk）是最低电网电压下的整流桥输出电压的峰值）。关系是：

Ipk时的占空因数：

计算升压电感：

LVin(pk)DfsI21980.30.196mH （3-6） 3100104.29为方便起见，将电感值四舍五入并替换为0.2 mH的整数。 3.3.3 输出电容器的CO设计

PFC电路输出电容器的选择应主要考虑:输出电压的大小和纹波值，电容器允许的电流值，等效串联电阻的大小，允许的温度上升以及许多其他因素。此外，

稳压电源必须具有足够大的电容器容量，以确保在切断输入交流电源时有一定的放电维持时间。在本文中，保持时间用于确定输出电容器的值，保持时间是在输入电压关闭后输出电压可以保持其正常输出值的时间长度。 ，典型保持时间为最大负载功率为3kW，在此期间电容器电压的允许压降为100V，t是15到50毫秒。

输出电容器由最大允许输出纹波电压决定，输出纹波电压频率为基频的两倍。在此设计输出示例中，输出电容为：

CO2PouttV0V0(min)22230000.043429F （3-7）

40023002式中：

Pout——负载功率

t——电容维持时间，取40ms VO——输出电压

VO(min)——维持负载工作所需的最小电压

3.4 主电路的仿真与分析

为了验证本章中主电路设计的有效性和参数选择的准确性，本节使用OrCAD/PSpice软件对主电路进行仿真和分析。

图3-3是升压转换器主电路的仿真模型。最终的仿真和实验参数为：输入电压Vin为单相220V，升压电感L为0.2mH，输出滤波电容器CO为3429μF，开关频率f为100kHz 。

L10.2mh2D531HFA25TB60D1MUR810D2MUR810M1VOFF = 0vVAMPL = 220vFREQ = 50HzV1IRF45022C113429uf1R050D3MUR810D4MUR810V1 = 0vV2 = 15vTD = 2.4usTR = 0.01usTF = 0.01usPW = 4usPER = 10usV200

图3-3升压转换器主电路仿真模型

以下是模拟上述仿真模型后的各种仿真波形及其分析：

图3-4 输入电压与输入电流波形

图3-4是输入交流电压和电流的波形，从该图可以清楚地看到，输入电流很好地跟随了交流输入电压，它是一个完整的正弦波，没有失真，并且可以实现功率因数。更正的目的

图3-5 开关管Tr驱动波形、漏源电流波形和电压波形图

图3-5显示了开关管Tr的驱动波形Vgs，漏源电流波形Ids和漏源电压Vds的仿真波形。从图中可以看出，当开关管有驱动电压时，电流上升，电压为零。在

没有驱动电压的情况下，电流为零且电压升高。

图3-6 输出电流与输出电压波形图

图3-6是输出电流和输出电压波形，由于硬开关的功率损耗，它只能在较

低的开关频率下工作，而当开关频率为100KHz时，损耗会迅速增加。它在实际电路中并不常用。由于本文旨在比较硬开关和软开关的特性，因此您可以看到设计了相同的技术指标，并且波形图中的输出电压可能接近400V，并且不能很好地满足所需的技术指标。

4 升压型ZVT-PWM功率因数软开关校正电路的仿真 4.1 主电路的设计及工作波形图

本节使用单相有源高功率因数校正电路，选择的转换器为Boost ZVT-PWM转换器，其主电路设计和工作波形如图4-1和图4-2所示。

LDIsLrVacTrCrTr1D1CORO图4-1 Boost型ZVT-PWM变换器主电路

vgTrTr1vdsidsiLvDiDT0T1T2T3T4

VoIsVoIsT5T6T0

图4-2 Boost型ZVT-PWM变换器一周期主要电量波形

4.2 Boost型ZVT-PWM变换器工作原理

设t1234567T6～T0续流offoffV00模式时间段特征TrTr1VdsidsT0～T1T1～T2T2～T3iLr线形上升offonV00谐振offon下降到00ZV开通off→onon0＜0T3～T4T4～T5T5～T6iLr下降onoff0上升到Isids恒流onoff0IsCr线形充电offoff上升到V00 图4-3 Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式分析

4.3 Boost型ZVT-PWM变换器运行模式分析

以下是对Boos ZVT-PWM转换器在该周期内每个阶段的工作模式的分析，图4-4显示了一周中每个工作模式的等效电路。 1. T0〜T1Lr电流的线性上升阶段

t=T0，辅助开关Tr1导通，谐振电感电流iLr线性增加，Is=t1，并且当二极管D的电流ID减小t时，t=T1减小至0并关闭D的反向恢复电流可以通过使用恢复二极管来忽略。在此阶段，Vds保持不变，相应的电路如图4-4（a）所示。 2. T1〜T2共振阶段

LrCr谐振，电流iLr谐振上升，电压Vd通过Vo谐振下降。如果T=T2，Vds=0，则Tr反向并联二极管导通。等效电路如图4-4（b）所示。 3. T2〜T3主开关Tr接通

由于Tr的体二极管导通并产生ZVS条件，因此应利用此机会向Tr添加驱动信号，以便当t=T3时它可以接通Tr处的零电压。 4（c） 4. T3〜T4iLr的线性减少步骤

t=T3，Tr1断开，D1接通，Tr1的电压钳位到V0的值，Lr的存储能量释放到负

载，电流线性减小。如果T=T4，iLr=0，则等效电路图如图4-4（d）所示。 5. T4～T5 ids恒流阶段

T=T4，D1关断，这时Boost型ZVT-PWM变换器如同普通Boost型变换器的开关管导通的情况一样，ids=Is,等效电路如图4-4（e） 6. T5〜T6Cr线性充电步骤

t=T5，Tr断开，恒流源线性充电Cr直到t=T6，VCr=Vo。等效电路图在5-（f）中给出。 7. T6〜T7连续流步骤

在此阶段，如在正常升压转换器开关断开，续流状态直到t=T0和下一个周期开

始的情况下，等效电路图如图4-4（g）所示。

DLrIinTr1(a)T0～T1LrDTrTr1(c)T2～T3(d)T3～T4IinTr1D1(b)T1～T2VOLrCrTr1IinIinLrDIinTrIinCrIin(e)T4～T5(f)T5～T6(g)T6～T0

图4-4 Boost型ZVT-PWM变换器一周期内各运行模式的等效电路

4.4 硬开关技术的缺点

通常使用脉宽调制技术来开关电源。在这种转换方法中，开关设备在高电压和高电流下导通和关断，硬开关的电压导通和关断（如图4-5所示）和电流波形。由于开关管不是理想的设备，因此在接通时开关管的电压不会立即下降到零，而是会有下降时间，并且电流不会立即上升到负载电流，而是有上升时间。 在此期间，电流和电压之间存在重叠区域，这会引起损耗，这称为导通损耗。当开关断开时，开关上的电压不会立即从零上升到电源电压，但是会有上升时间，电流不会立即下降到零，但是会有下降时间。在此期间，电压和电流重叠区域，导致损耗，称为损耗损耗。因此，当开关工作时，发生导通损耗和关断损耗，这统称为开关损耗。在某些条件下，每个开关周期中开关管的开关损耗是恒定的，并且转换器的总开关损耗与开关频率成正比。开关损耗的存在限制了开关频率的增加，限制了转换器的尺寸和重量。同时，由于开关器件的寄生电容和变压器的漏感的影响，开关器件会受到较大的du/dt和di/dt的影响，从而在操作过程中产生强烈的电磁干扰。为了解决这个问题，软交换技术的国际研究已经开始。也就是说，在零电流和零电压条件下，开关设备导通和关断，从而减少了开关设备的损耗和电磁干扰，从而增加了频率和开关电源的功率水平。

icvcetPlosss(on)Plosss(off)Plossst

图4-5 硬开关时开关管的电压和电流波形

另外，只要常规PWM转换器的开关器件在硬开关状态下操作，硬开关就具有四个主要缺陷：大的导通和关断损耗，电感性关断问题，电容性导通问题和二极管反向恢复。它会干扰开关设备[14]的工作频率的增加。

1.导通和关断损耗大：导通期间，开关器件的电流上升和电压下降同时发

生，而在关断时，电压上升和电流下降同时发生。电压和电流波形的叠加意味着随着开关频率的增加，器件的导通和关断损耗也随之增加。

2.电感关断问题：如果无法避免电路中的电感元件（引线电感，变压器漏感和其他寄生电感或物理电感），则断开开关元件将导致电感元件产生非常大的di/dt存在很多电磁干扰（EMI），并且将产生的尖峰电压施加到开关设备的两端，因此很容易产生该电压。

3.电容导通问题：当开关设备以非常高的电压导通时，存储在开关设备的结电容中的能量可能会在开关设备中完全丢失，从而导致开关设备过热并损坏。

4.二极管反向恢复问题：存在一个反向恢复周期，其中二极管导通和关断，在此期间二极管仍然导通，当串联的开关器件立即导通时，很可能会发生DC。电源暂时短路，导致大的浪涌电流，这可能导致开关器件和二极管的功耗急剧增加或损坏。

图4-6显示了将电感负载连接到硬开关时开关的开关轨迹。图中的虚线是双极晶体管的安全工作区（SOA）。开关管的开关条件超出安全工作区域，可能会损坏开关管。

icSOA开通关断vce图4-6 开关管工作在硬开关条件下的开关轨迹

克服上述缺陷的有效方法是使用软开关技术。如图4-7所示，理想的软导通过程是：当电压首先下降到零且电流缓慢上升到导通状态值时，导通损耗几乎为零。同样，由于在开启设备之前电压降至零，并且设备的结电容上的电压也为零，因此解决了电容导通问题，二极管被关闭，反向恢复过程结束，因此二极管反向恢复得以完成。没问题最理想的软关断过程：关断损耗大约为零，因为电流首先

下降到零，电压缓慢上升到关断状态值。由于在器件关闭之前电流降为零，也就是说，线路电感中的电流也为零，因此还解决了电感关断问题。

软开关技术可以解决硬开关PWM转换器的开关损耗问题，电容导通问题，电感关断问题和二极管反向恢复问题，可以看出，它大大提高了开关器件的工作频率。它还可以解决由于硬开关而引起的EMI问题。

软开关u关断波形it1t2uit1t2ii硬开关uu开通波形

图4-7 软开关和硬开关波形

4.5 Boost ZVT-PWM转换器的优缺点

在上述分析中，Boost型ZVT-PWM转换器的主要优点是： 1.零电压传导和恒定频率操作。

2.二极管D可以在零电流下截止，因此将该技术应用于功率因数有源补偿设备和其他高功率输出，高电压（200V）情况下，可以避免由于二极管反向恢复而导致的过大关断损耗。 >

3.开关管的电流和电压应力很小。从波形图可以看出，从理论上讲，电流id和电压Vd的波形为方波，一个周期的谐振时间非常短。 4.可以在很宽的电源电压和负载电流范围内满足ZVS条件。

唯一的缺点是辅助开关Tr1在软开关条件下不工作。但是，与主开关管相比，Tr1中的电流非常小，并且只能处理少量的谐振能量。 4.6 软开关技术的特性

从前面的分析中，我们可以看到开关损耗包括导通损耗和关断损耗，而软开关技术可以减少转换器的导通损耗和关断。软启动和关闭波形如图4-8所示。

ubeubeubeictubeticttPlossPloss(on)=0开通关断Ploss(off)PlossPloss(on)Ploss(off)=0关断t开通t(a)零电流开通和关断(b)零电压开通和关断

图4-8 软开关开通和关断波形

有几种打开软开关的方法。

1.零电流接通：打开开关以将电流保持为零或限制电流上升速率，以减小电流和电压的重叠面积。在图4-8（a）中，可以看到导通损耗已大大降低。

2.零电压接通：电压在接通之前下降到零。从图4-8（b）可以看出，导通损耗基本上减小到了零。

3.同时执行1和2，在这种情况下，导通损耗为0。这种情况是理想的。 同样，有几种方法可以关闭软开关：

1.零电流关断：电流在关断之前减小为零。在图4-8（a）中，您可以看到关断损耗基本上减小到了零。

2.零电压关闭：关闭开关以将电压保持在零或限制电压的上升速率，以减小电流和电压的重叠面积。在图4-8（b）中，可以看到关断损耗已大大降低。

3.同时执行1和2，在这种情况下，关断损耗为0。

icSOA关断开通vce

图4-9 开关管工作在软开关条件下的开关轨迹

图4-9显示了软开关条件下开关管的开关轨迹如图所示，开关管的工作条件目前非常好，没有超过安全工作区域。

4.7 主电路主要元器件的参数设计

ZVT-PMW软开关电路的设计主要集中在两个参数（:）上，一个是谐振电感Lr，一个是谐振电容Cr。升压电感和输出电容与上述硬开关电路参数设计一致。 4.7.1 高功率因数校正软开关AC/DC变换电路技术指标

输入电压：单相AC 220±10％V 输入频率：50Hz 输出电压：DC 400V 最大输出功率：3KW 功率因数：99％ 开关频率：f=100kHz 4.7.2 谐振电感Lr的设计

谐振电感器为升压电感器电流提供交流路径，以控制二极管的数字信号。当零电压开关开关接通时，输入电流从升压二极管变为零电压开关电感。电感值可由所需的二极管关断时间确定，该时间由反向恢复时间确定。计算Lr的实际值很困难，因为在实际电路中使用时，反向恢复特性会发生很大变化。更改因制造商而异。

影响二极管反向恢复的电路条件之一是谐振电容器的自然缓冲效应，从而限制了二极管阳极的dv/dt。初始估计是在二极管反向恢复时间的三倍之内将电感器电流提高到二极管电流。最大电感值的一个限制是它对最小占空比的影响。选择二极管时，LC时间常数会影响DMIN，因此Vomin会使Lr过大或增加零电压过渡MOSFET的导通时间，并增加谐振电路的导通损耗。随着Lr值的减小，二极管将经历较大的反向恢复电流，并且在零电压时流经电感的MOSFET的峰值电流也会增加。随着峰值电流增加，存储在电感器中的总能量也增加（E=1/2LI2）。为了减少关闭节点中的寄生振铃，必须将能量保持在最低水平。

二极管的反向恢复时间是关闭时di/dt的局部函数，如果设置了受控的di/dt，则二极管的反向恢复时间估计约为60 ns。如果电感将上升时间限制为180 ns（3×trr），则电感的计算公式为：

LrVO （4-1） di/dt其中：

di/dtIL(PK)3trr （4-2）

因为：

1IINPIPKIL21.430.54.2923.575A （4-3）

2所以：

di/dt23.575131A/s （4-4） 18040030.5H （4-5） 131由此可得：

Lr

4.7.3 谐振电容Cr的设计

最小谐振电容必须确保主开关的dv/dt有效谐振电容是MOSFET电容和外部电容的总和。该电容器限制了关断时间的dv/dt，自然会降低米勒效应。由于开关电流被传递到电容器，因此它还减少了关断损耗。电容器应该是高质量的高频电容器，最好是低ESR和低ESL。此外，关闭电源时，它必须能够承受较大的充电电流。

L和C结合在一起，形成一个1/4周期的共振周期：

2所以可得：

LrCr140ns （4-6）

2(140109)2Cr130pF （4-7） 263.1430.510

4.8 主电路的仿真与分析

为了验证本章中主电路设计的有效性和参数选择的正确性，本节使用

OrCAD/PSpice软件对主电路进行仿真和分析。

图5-10显示了Boost ZVT-PWM转换器的PSpice仿真模型。最终的仿真和实验参数如下：输入电压Vin为单相220V，升压电感L为0.2mH，谐振电感Lr为30.5μH，谐振电感Cr为130pF，输出滤波电容器CO为3429μF，开关频率f为100kHz

L10.2mH2Lr30.5uH1D62D531HFA25TB60D1MUR810D2MUR810MUR810M1VOFF = 0vVAMPL = 220vFREQ = 50hzV1IRF45012Cr130pf1M2IRF450D3MUR810D4MUR810V1 = 0V2 = 15vTD = 2.4usTR = 0.01usTF = 0.01usPW = 4usPER = 10usV2V1 = 0V2 = 15vTD = 1.2usTR = 0.01usTF = 0.01usPW = 1.2usPER = 10usV32Co3429uF12R050000图4-10 Boost型ZVT-PWM PSpice仿真模型

以下是模拟上述仿真模型后的各种仿真波形及其分析。 ：

图4-11 输入电流和输入交流电压波形图

图4-11显示了输入电流和交流电压波形。在图中，输入电流很好地跟随交流输入电压，因此可以达到功率因数校正的目的。

图4-12 主开关管Tr和辅助开关管Tr1驱动波形图

图4-11主开关管（Tr）和辅助开关管（Tr1），主开关管（Tr）的驱动波形导通，并且只有在关闭辅助开关管（Tr1）之后，辅助开关管才导通。显示时间。通过大大减少开关管Tr1的损耗而非常短。

图4-13 主开关管Tr驱动波形、漏源电流波形和电压波形图

图4-13主开关Tr的驱动波形Vgs，漏极电流波形Ids和漏极电压Vds的仿真波形。在图中，在接通主开关之前，电流沿相反的方向流过体二极管，因此漏极电压被钳位为零，然后添加驱动脉冲以接通零电压。当驱动脉冲为零时，由于谐振电容器并联连接在主开关管的漏极上，因此主开关管的漏极上的电压缓慢上升，以实现零电压关断。在高频工作状态下，即使开关管的损耗很小，对开关频率的限制也会大大降低。

图4-14 输出电流与输出电压波形图

图4-14显示了输出电流和输出电压波形，从图中可以看出，输出电压和输出电流相对稳定并保持较高的可靠性，并且输出电压达到了设计所需的最大400V。。 5 全文总结

从上面的仿真结果和分析中可以看出，基于硬开关的功率因数校正电路的开关器件在高电压和高电流下导通和截止。转换器的效率相对较低，并限制了开关频率的增加。而基于软开关的功率因数校正电路中可避免因二极管反向恢复使关断损耗过大的问题，因此在功率因数有源校正装置可输出大功率，也可使开关频率大大提升，从而得到广泛应用。