PWM逆变器的研究

目录

基于HPWM技术的大功率正弦超声波逆变电源 .............................................................................................................................................. 1 DC/AC逆变器的基本原理 .................................................................................................................................................................................... 7 DC/AC逆变器的制作 .......................................................................................................................................................................................... 12 DC/AC三相软开关PWM逆变器的研究 ........................................................................................................................................................... 20

基于HPWM技术的大功率正弦超声波逆变电源

1引 言

大功率超声波装置除用于工业清洗外，还在医疗、军事、石油换能器技术，以及海洋探测与开发、减噪防振系统、智能机器人、波动采油等高技术领 域有着广泛的应用前景[1]。超声波装置由超声波逆变电源和换能器组成。近年来，由于新型稀土功能材料的开发和研制成功，使制造大功率超声波换能器成为可 能，但与之配套的高频正弦逆变电源产品尚为少见。目前，市场上的大功率正弦逆变电源均为采用IGBT制成的中低频产品[2]，而高频逆变电源大多数是方波 电源或占空比可调的脉冲逆变电源。因此，高频大功率正弦逆变电源已成为超声波应用的瓶颈，使得对该电源的研制已成为急待解决的问题。这里，应用混合脉宽调 制（Hybrid Pulse Width Modulation，HPWM）控制技术，采用MOSFET并联运行方式，应用单片机组成智能控制系统，对 高性能、大功率正弦超声波逆变电源的研制进行了研究。

2 系统构成

用于高性能、大功率正弦超声波的逆变电源，其频率为25kHz，功率为4．5kW。电压要求在0～200V之间可调，频率要求在 10～25kHz之间可调。

2．1 方案的设计

图1示出该逆变电源的系统硬件构成框图[3]。它由AC／DC和DC／AC两大部分组成。包含有交-直

-交主电路、驱动电路、单片机控制系 统、低通滤波器、显示及保护等主要环节。

主电路由220V市电直接供电。单相交流电压经晶闸管恒流恒压控制模块将交流转换为直流，为逆变器提供恒定的直流 电压。

为了使逆变能得到性能和波形比较好的正弦输出，需要有较大的载波比。由于其载波信号将达400～600kHz，因此只能选用MOSFET作 为开关器件。但是，MOSFET的输出功率较小，为了增大输出功率，可采用MOSFET并联运行的方式来解决高频与大功率间的矛盾。

逆变部分采用频率恒定的三角载波信号与输入的正弦波进行异步调制。控制方式采用HPWM技术．将直流电压逆变成一系列等幅的脉冲信号。其脉 冲信号的幅度和脉宽始终与调制正弦波成正比。这些脉冲信号经低通滤波器将高频载波信号滤除后．即可得到与调制波同频的正弦波输出。因此只要改变输入的调制 波，就可容易地实现幅度可调的变频正弦波输出。

2．2 单片机控制系统

该电源采用专为控制逆变器设计的80C196MC单片机作为逆变的控制核心[4，5]。80C196MC单片机内部的波形发生器WFG，占 用CPU时间非常短．可由P6口直接输出4路PWM信号用于逆变器的驱动。由80C196MC和EPROM2764构成最小微机系统．将完成超声波频率和 电压大小的给定．以及载波频率的设定，并模拟输出单极性正弦波恒幅脉宽调制HPWM信号。可实现电压幅度和频率的显示．以及电源的保护控制。

2．3 逆变主电路及HPWM控制方式

在高频下运行时，功率管的开关损耗极大．器件易于损坏，限制了功率的提高。该电源的关键技术难题是在高频条件下，如何得到大功率的变频正弦 波输出。即逆变器的难点是如何降低开关管的开关损耗，使du／dt及di／dt应力大为下降，以实现高频逆变。为了达到这些目的。逆变主电路采用了易于实 现软开关技术的单相全桥拓扑结构．在控制方式中采用了HPWM控制方式。图2示出逆变器的主电路拓扑。图3示出4个开关管的驱动信号及逆变器的输出信号。

HPWM控制方式的实质仍属于单极性SPWM控制方式。逆变桥输出端得到的是三态输出电压波、形。在输出电压的正半周，正 弦调制波与三角载波交／截产生的脉冲信号控制VS1和VS3桥臂高频互补通断；控制VS2和VS4桥臂低频互补通断，即VS2关断，VS4导通。在输出电 压的负半周，两桥臂的工作状态互换。VS1一直关断，VS3一直导通，VS2和VS4高频调制工作。HPWM控制方式中总有两个功率管工作在低频情况下， 在总体上减少了开关损耗，这对于在高频下提高功率是极为有利的。与一般的SPWM控制方式相比。HPWM方式下两个桥臂交替工作于低频和高频状态，使两个 桥臂工作对称，功率管工作状态均衡，这将延长功率管的使用寿命，使整个电路的可靠性增加，具有电压利用率高，谐波含量小，开关损耗低的优点。由于每个开关 管都并联了电容，在滤波电感参数选择适当的情况下，电路很容易实现开关管的零电压通断（ZVS），使du／dt及di／dt应力大为下降，完全可以实现高 频大功率逆变。

2．4 驱动电路

开关管的驱动电路可采用最新的LM5111驱动器。它采用SOIC-8脚封装，并为输入和输出级提供独立的接地及参考电压管脚，以便支持采 用分开供电设计的门极驱动配置。LM5111芯片的峰值输出电流高达5A，LM5111的两条5A电流驱动通道可各自独立，也可并行连接，将峰值输出驱动 电流提高至10A，以便能以极高的效率驱动极大的功率MOSFET。 LM5111的工作频率高达1MHz，其开通、关断延迟小，分别为12ns和 14ns。完全能满足该电源的要求。

3 软件实现

3．1 主程序

开关管的驱动电路可采用最新的LM5111驱动器。它采用SOIC-8脚封装，并为输入和图4示出主程序流程图。它包含初始化子程序、HPWM信号 产生子程序、键盘扫描和显示子程序。初始化子程序中，80C196MC对堆栈地址及载波频率等参数进行初始化，并对单片机本身的各个I／O端口、中断及波 形发生器等设定工作方式。可通过键盘给定所需输出的正弦波频率，由显示程序进行显示。显示子程序可对电

压信号进行定时采样，A／D转换后，动态、分时显示 正弦波的频率和幅度值。

3．2 HPWM信号产生子程序

HPWM是由正弦调制波与等幅的三角载波相比较产生的。波形发生器在中心对准方式下，

WG—COUNTER的计数过程形成了一个虚拟的三角 波载波。正弦调制波可通过查表方法实现。由于输出HPWM波具有对称性，因此只需建立0°～180°的正弦函数表。为了达到足够的分辨率，正弦函数表中每 隔0．15°安排一个采样点，每个数据具有15位二进制数值，占2个字节，输出正弦波半个周期中共取1200项数据，存放在起始地址为SIGN的存储区 中。设载波频率为fc，输出频率为fo，则每半个输出正弦波周期中需要N=fc/fo个交点值，第i个交点所对应的正弦调制波幅值可通过查表得到，其地址 为SIGN+1200i／N。

将三角载波与交点处的正弦调制波幅值相比，以获得逆变器的HPWM开关模式。每当三角波载波的顶峰（WG—COUNTER=WG— RELOAD）或谷底时，向单片机发出中断请求，进行数据的装载。如此进行，每半个周期交换两相，得到混合单极性调制方式的HPWM波。图5示出HPWM 信号产生子程序流程图。

4 实验结果

采用上述主电路结构、控制方式，研制了输出频率为25kHz；载波频率为600kHz；输出功率为4．5kW的原理样机。图6a，b示出感 性半载和感性满载时的滤波电感电流iL和输出电压uo实验波形。由图可知，在半载和满载时，uo的变化较小，有较好的负载调整率。图6c，d示出逆变桥同 一个桥臂两个功率管VS2和VS4的驱动电压ugsVS2和ugsVS4及其放大了的ugsVS2和ugsVS4实验波形。可见，考虑到死区，同一桥臂的 两个功率管是互补导通的。功率管的驱动电压波形的上升和下降延迟时间都非常短，能够满足要求。

5 结论

采用单片机智能控制系统的大功率超声波电源，可实现电源频率和输出电压的人工设定。单片机模拟输出的HPWM信号可简化硬件电路，大大提高 系统的功率因数和效率；同时运用了HPWM控制方式与ZVS谐振软开关技术，降低了开关管的损耗，抑制了高次谐波，减小了换能器的损耗。实验表明，所提出 的电源性能优良，调节方便，可靠性高。可为大功率超声波换能器在各个领域的应用提供性能优良的超声波电源。

DC/AC逆变器的基本原理

背景知识：

DC/AC逆变技术能够实现直流电能到交流电能的转换，可以从蓄电池、太阳能电池等直流电能变换得到质量较高的、能满足负载对电压和频率要求的交流 电能。DC/AC逆变技术在交流电机的传动、不间断电源(UPS)、变频电源、有源滤波器、电网无功补偿器等许多场合得到了广泛的应用。

DC/AC逆变技术的基本原理是通过半导体功率开关器件(例如SCR,GTO，GTR,IGBT和功率MOSFET模块等)的开通和关断作用，把直 流电能变换成交流电能，因此是一种电能变换装置。由子是通过半导体功率开关器件的开通和关断来实现电能转换的，因此转换效率比较高。但转换输出的波形却很 差，是含有

相当多谐波成分的方波。而多数应用场合要求逆变器输出的是理想的正弦波，因此如何利用半导体功率开关器件的开通和关断的转换，使逆变器输出正弦 波和准正弦波就成了DC/AC逆变器技术发展中的一个主要问题。

基本原理：

常用逆变器主电路的基本形式有两种分类方法：按照相数分类，可以分为单相和三相；按照直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆 变器。具体如下：

DC/AC逆变器按拓扑结构划分，分为Buck型DC/AC逆变器，Boost型DC/AC逆变器，Buck-Boost型DC/AC逆变器。

1，Buck型DC/AC逆变器

Buck型DC/AC逆变器电路基本拓扑如图所示。

采用了两组对称的Buck电路，负载跨接在两个Buck变换器的输出端，并以正弦的方式调节Buck变换器的输出电压，进行DC/AC的变换。它包括直流 供电电源Vm，输出滤波电感L1和L2，功率开关管S1-S4 。滤波电容C1和C2，续流二极管D1-D4，以及负载电阻R。通过滑模控制，使输出电容电压V1和V2随参考电压的变化而变化，从而使两个Buck变换 器各产生一个有相同直流偏置的正弦波输出电压，并且V1和V2在相位上互差180度。由于负载跨接在K和代的两端，则DC/AC变换器的输出电压玲为如下 式所示的正弦波，图2所示即为逆变器的基本工作原理。

虽然有一个直流偏置电压出现在负载的任一端，但负载两端电压为正负交变的正弦波电压，并且其直流电压为零。由于DC/AC变换器的输出电流是正负交变的， 因此要求电路中的Buck变换器的电流能双向流通，如图1所示电路由两组双向Buck变换器组成。一组电流双向流通的Buck变换器可见图3所示。凡与又 是一对互补控制的开关管，D1和D2为反并止极管。当开关S1闭合、S2打开时，若电感电流方向为正，则电流流经S1，若为负则电感电流经D1续流。当 S1打开、S2闭合时，若电感电流方向为正，则电流经D2续流，若为负则电感电流流经S2。

Boost型DC/AC逆变器电路基本拓扑如图所示。采用了两组对称的Boost电路，负载跨接在两个Boost变换器的输出端，并以正弦的方式调节 Boost变换器的输出电压，进行D/AC的变换。它包括直流供电电Vm，输出滤波电感L1和L2，功率开关管S1-S4，滤波电容C1和C2，续流二极 管D1-D4，以及负载电

阻R。通过滑模控制，使输出电容电压K和K随参考电压的变化而变化，从而使两个Boost变换器各产生一个有相同直流偏置的正弦 波输出电压，并且V1和V2在相位上互差180度。获得的输出电压为V0 = V1-V2，是一个正弦电压。

3，Buck-Boost型DC/AC逆变器。基本原理为上述两种结构的中和，这里就不做太多解释了。

现状和发展：

一般认为，DC-AC逆变器的发展可以分为如下两个阶段。

1，1956-1980年为传统发展阶段。这个阶段的特点是：开关器件以低速器件为主，逆变器的开关频率较低，波形改善以多重叠加为主，体积重量较 大，逆变效率低。正弦波逆变器开始出现。1960年以后，人们注意到改善逆变器波形的重要性，并开始进行研究。

1963年，F.G.Turnbull提出了“消除特定谐波法”，为后来的优化PWM法奠定了基础，以实现特定的优化目标，如谐波最小、效率最优、 转矩脉动最小等。

1980年到现在为高频化新技术阶段。这个阶段的特点是：开关器件以高速器件为主，逆变器的开关频率较高，波形改善以PWM法为主，体积重量较小， 逆变效率高。正弦波逆变器技术发展日趋完善。

20世纪70年代后期，可关断晶闸管GTO、电力晶体管GTR及其模块相继实用化。80年代以来，电力电子技术与微电子技术相结合，产生了多种高频 化的全控器件，并得到了迅速发展，如功率场效应晶体管Power MOSFET，绝缘门极晶体管IGT或IGST,静电感应晶体管SIT,静电感应晶闸管SITH、场控晶闸管MCT, MOS晶体管MGT、IEGT以及IGCT等。这就使电力电子技术由传统发展时代进入到高频化时代。在这个时代，具有小型化和高性能特点的新逆变技术层出 不穷，特别是脉宽调制波形改善技术得到了飞速的发展。

今后，随着工业和科学技术的发展，对电能质量的要求将越来越高，包括市电电网在内的原始电能的质量可能满足不了设备的要求，必须经过电力电子装置变 换后才能使用，而DC/AC逆变技术在这种变换中将起到重要的作用。

DC/AC逆变器的制作

这里介绍的逆变器（见图）主要由MOS 场效应管，普通电源变压器构成。其输出功率取决于MOS 场效应管和电源变压器的功率，免除了烦琐的变压器绕制，适合电子爱好者业余制作中采用。下面介绍该逆变器的工作原理及制作过程。--拓普电子

1.电路图

2.工作原理

这里我们将详细介绍这个逆变器的工作原理。

方波信号发生器（见图3）

这里采用六反相器CD4069构成方波信号发生器。电路中R1是补偿电阻，用于改善由于电源电压的变化而引起的振荡频率不稳。电路的振荡是通过电容 C1充放电完成的。其振荡频率为f=1/2.2RC。图示电路的最大频率为：fmax=1/2.2×3.3×103×2.2×10-6=62.6Hz;最 小频率

fmin=1/2.2×4.3×103×2.2×10-6=48.0Hz。由于元件的误差，实际值会略有差异。其它多余的反相器，输入端接地避免影 响其它电路。

场效应管驱动电路。

由于方波信号发生器输出的振荡信号电压最大振幅为0~5V，为充分驱动电源开关电路，这里用TR1、TR2将振荡信号电压放大至0~12V。如图4所示。

MOS场效应管电源开关电路。

这是该装置的核心，在介绍该部分工作原理之前，先简单解释一下MOS 场效应管的工作原理。

MOS 场效应管也被称为MOS FET， 既Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor（金属氧化物半导体场效应管）的缩写。它一般有耗尽型和增强型两种。本文使用的为增强型MOS 场效应管，其内部结构见图5。它可分为NPN型PNP型。NPN型通常称为N沟道型，PNP型也叫P沟道型。由图可看出，对于N沟道的场效应管其源极和漏 极接在N型半导体上，同样对于P沟道的场效应管其源极和漏极则接在P型半导体上。我们知道一般三极管是由输入的电流控制输出的电流。但对于场效应管，其输 出电流是由输入的电压（或称电场）控制，可以认为输入电流极小或没有输入电流，这使得该器件有很高的

输入阻抗，同时这也是我们称之为场效应管的原因。

为解释MOS 场效应管的工作原理，我们先了解一下仅含有一个P—N结的二极管的工作过程。如图6所示，我们知道在二极管加上正向电压（P端接正极，N端接负极）时，二 极管导通，其PN结有电流通过。这是因为在P型半导体端为正电压时，N型半导体内的负电子被吸引而涌向加有正电压的P型半导体端，而P型半导体端内的正电 子则朝N型半导体端运动，从而形成导通电流。同理，当二极管加上反向电压（P端接负极，N端接正极）时，这时在P型半导体端为负电压，正电子被聚集在P型 半导体端，负电子则聚集在N型半导体端，电子不移动，其PN结没有电流通过，二极管截止。

对于场效应管（见图7），在栅极没有电压时，由前面分析可知，在源极与漏极之间不会有电流流过，此时场效应管处与截止状态（图7a）。当有一个正电压加在 N沟道的MOS 场效应管栅极上时，由于电场的作用，此时N型半导体的源极和漏极的负电子被吸引出来而涌向栅极，但由于氧化膜的阻挡，使得电子聚集在两个N沟道之间的P型 半导体中（见图7b），从而形成电流，使源极和漏极之间导通。我们也可以想像为两个N型半导体之间为一条沟，栅极电压的建立相当于为它们之间搭了一座桥 梁，该桥的大小

由栅压的大小决定。图8给出了P沟道的MOS 场效应管的工作过程，其工作原理类似这里不再重复。

下面简述一下用C-MOS场效应管（增强型MOS 场效应管）组成的应用电路的工作过程（见图9）。电路将一个增强型P沟道MOS场效应管和一个增强型N沟道MOS场效应管组合在一起使用。当输入端为低电 平时，P沟道MOS场效应管导通，输出端与电源正极接通。当输入端为高电平时，N沟道MOS场效应管导通，输出端与电源地接通。在该电路中，P沟道MOS 场效应管和N沟道MOS场效应管总是在相反的状态下工作，其相位输入端和输出端相反。通过这种工作方式我们可以获得较大的电流输出。同时由于漏电流的影 响，使得栅压在还没有到0V，通常在栅极电压小于1到2V时，MOS场效应管既被关断。不同场效应管其关断电压略有不同。也正因为如此，使得该电路不会因 为两管同时导通而造成电源短路。

由以上分析我们可以画出原理图中MOS场效应管电路部分的工作过程（见图10）。工作原理同前所述。这种低电压、大电流、频率为50Hz的交变信号通过变 压器的低压绕组时，会在变压器的高压侧感应出高压交流电压，完成直流到交流的转换。这里需要注意的是，在某些情况下，如振荡部分停止工作时，

变压器的低压 侧有时会有很大的电流通过，所以该电路的保险丝不能省略或短接。

3.制作要点

电路板见图11。所用元器件可参考图12。逆变器用的变压器采用次级为12V、电流为10A、初级电压为220V 的成品电源变压器。P沟道MOS场效应管（2SJ471）最大漏极电流为30A，在场效应管导通时，漏-源极间电阻为25毫欧。此时如果通过10A电流时 会有2.5W的功率消耗。N沟道MOS场效应管（2SK2956）最大漏极电流为50A，场效应管导通时，漏-源极间电阻为7毫欧，此时如果通过10A电 流时消耗的功率为0.7W。由此我们也可知在同样的工作电流情况下，2SJ471的发热量约为2SK2956的4倍。所以在考虑散热器时应注意这点。图 13展示本文介绍的逆变器场效应管在散热器

（100mm×100mm×17mm）上的位置分布和接法。尽管场效应管工作于开关状态时发热量不会很大，出于 安全考虑这里选用的散热器稍偏大。

4.逆变器的性能测试

测试电路见图14。这里测试用的输入电源采用内阻低、放电电流大（一般大于100A）的12V汽车电瓶，可 为电路提供充足的输入功率。测试用负载为普通的电灯泡。测试的方法是通过改变负载大小，并测量此时的输入电流、电压以及输出电压。其测试结果见电压、电流 曲线关系图（图15a）。可以看出，输出电压随负荷的增大而下降，灯泡的消耗功率随电压变化而改变。我们也可以通过计算找出输出电压和功率的关系。但实际 上由于电灯泡的电阻会随受加在两端电压变化而改变，并且输出电压、电流也不是正弦波，所以这种的计算只能看作是估算。以负载为60W的电灯泡为例：

假设灯泡的电阻不随电压变化而改变。因为R灯=V2/W=2102/60=735Ω，所以在电压为208V时，W=V2/R=2082 /735=58.9W。由此可折算出电压和功率的关系。通过测试，我们发现当输出功率约为100W时，输入电流为10A。此时输出电压为200V。逆变器 电源效率特性见图15b。图16为逆变器连续100W负载时，场效应管的温升曲线图。图17为不同负载时输出波形图，供大家制作是参考。

DC/AC三相软开关PWM逆变器的研究

1 引言

常规的pwm逆变电路, 由于电力电子开关器件在大电压下导通，大电流下关断，处于强迫开关过程，因而存在开关损耗大，工作频率低、体积大及电磁干扰严重等缺点。而软开关技术利用电感、电容谐振，为开关器件创造零电压、零电流的开关条件, 使器件在开通关断的过程中，电流和电压的重叠区域减小, 电流和电压的变化率减小, 有效地降低了电磁干扰，并且可使逆变器工作在较高频率下, 减小输出滤波电压电容的体积, 从而可减小整个装置的体积，提高性能。

谐振电路的形式种类很多，本次研究采用了直流环节逆变电路的形式。并将pwm调制技术与软开关技术相结合，利用单片机和大规模pwm集成芯片，设计了一个用于异步电机驱动的三相spwm调制型的开环vvvf控制的软开关逆变器电路的控制方案，对几个关键性电路的工作原理作了较为详细的分析说明，

给出了部分实际电路形式和 运行结果。

2 直流环节谐振主电路

直流谐振电路如图1所示。

其中直流谐振环节的开关元件由三相逆变桥的6个开关代替。通过同时导通同一桥臂的两个开关来短接直流电路，所以这里的开关元件成为一个等效元件。它的工作原理为:

在直流电源与三相逆变电路之间接谐振元件的电感和电容，形成谐振槽路。这样输入逆变桥的电压不再是直流电压，而是变为频率较高的谐振脉冲电压，它周期性地在谐振峰值与零电压之间振荡，从而产生零电压时间间隔，为三相逆变桥创造出零电压通断条件。

简化后的谐振直流电路如图2所示。 电路工作分两个阶段:

第一阶段:开关sr接通，电容两端电压为零，直流电源对电感进行预充电，增加。结束时

，其中

为保证谐振正常进行的阈值电流，这段时间为

。

近似的按线性规律

第二阶段:开关sr断开，电容两端电压开始增加，电路进行谐振。当电容电压再次过零点时，一个谐振周期结束。开关sr再次接通，进入下一个周 期。通过分析可得出谐振电流电压方程为:

式中，

这种电路的主要特性是:拓扑结构简单，控制策略相对来说容易实现;但谐振峰值电压较高，是直流侧供电压的两倍，逆变桥中的开关器件需承受2～3倍的 直流母线供电电压。对开关器件的应力要求较大。

3 spwm脉冲的生成方法

生成 spwm脉冲的方法很多, 大致可以分为两大类，一类是完全由模拟电路生成，第二类是由专用芯片生成。本设计采用后者。

本研究采用生成三相 spwm专用大规模集成电路芯片sle4520与单片机at89351相结合的方式生成spwm波形。

sle4520是一种新型的大规模三相 spwm集成芯片，是一种可编程器件。它能把三个8位数字量同时转换成三路相应脉宽的矩形波信号, 与8位或16或位微机联合使用，可产生三相变频器所需的六路控制信号，输出的spwm波的开关频率可达20khz，基波频率可达2600hz，很适用于 igbt变频器[1][2]。图3所示为sle4520管脚排列图。各管脚的功能和芯片使用方法见文献[1]。

4 开环控制系统硬件设计

4.1 硬件系统的原理结构图

本次研究初步设计为开环控制系统。利用单片机at89c51与spwm芯片相结合实现对逆变电路的控制，其原理结构框图如图 4所示。

图4 直流谐振逆变电路控制原理图

主电路实现整流逆变功能。不可控整流电路对输入电网电压直接整流，输出恒定的直流电压，通过电容cd滤波后，产生平滑的直流电压。电容c0和电感l0为直流谐振元件, 实现直流谐振。通过逆变电路输

出三相spwm波形，经逆变滤波电路, 通过隔离变压器后输出较为理想的正弦波。由于电压、频率给定信号是模拟电压信号, 应通过a/d转换后再输入给单片机，数据经单片机处理后，送到sle4520数据锁存器，产生spwm信号，通过改变sle4520数据锁存器的内容，实现调频调压的功能。

为了简化程序算法, 缩短软件运行时的所需时间, 调压调频的数据事先通过运算放入外部数据存贮器中, 运行时再通过查表的方式获得, 这样a/d转换后的数值, 实际上就作为查表时的地址, 而不是真正的电压值所对应的数值量。

sle4520与单片机89c51相配合，能将微机 输出的8位数字量转换成三路脉宽调制信号，形成三相spwm波，驱动三相功率开关器件。其连接电路如图5所示。

将sle4520的xtal1、xtal2接12mhz振荡器。将它的时钟输出端clkout与89c51的xtal2相连，这样89c51的晶振频率也 是12mhz保证了二者的同步工作。sle4520的复位端res与89c51的reset相连，这样在开机时二者同时复位，状态相同，其中的复位按钮用 于调试时的强行复位。

89c51的p0口与sle4520的p1～p7相连，构成数据总线。sle4520的sync端接至89c51的p1.0 口，当p1.0为高电平“1”时，sle4520的内部的3个减1计数器同时启动，准备输出spwm信号，所以由89c51来控制sle4520是否开始 工作。

当电路发生故障时，89c51的p1.2口输出一个高电平使sle4520的inhibit端为高电平，从而封锁sle4520全部输出， 为软件封锁。当电路故障排除后，89c51的p1.1口输出1高电平，接至sle4520的cleat status端，开通sle4520的脉冲输出端，软件开通。

sle4520的set status接至外部故障电路的输出端，一旦电路有任意故障出现时，通过该端将对sle4520的六路输出进行硬件封锁。

将sle4520的 status与89c51的中断端相连, 当保护电路中有任何故障出现时, sle4520被封锁时, 将进入89c51的0中断服务程序, 进行软件封锁和故障显及报警。

89c51采用定时器t0定时开关频率的周期t。

4.2 spwm信号与谐振信号的同步控制

开关器件的开关频率与谐振频率的同步问题是这次研究设计的关键所在，它由spwm调制器sle4520和修正spwm调制信号的逻辑电路共同完成。

由 sle4520输出的spwm调制脉冲波形如图6所示。

由于sle4520产生的spwm调制信号中，上、下桥臂的控制信号是互补的，即ph1/1与ph1/2，ph2/1与ph2/2，ph3/1与ph3 /2的输出脉冲是相位相反的方波。所以上、下桥臂中的三对开关器件是不能同时开通的。而直流谐振电路又必须产生上、下桥臂同时开通的时刻，所以不能直接将 sle4520的输出信号

直接在6个开关管的驱动电路的信号控制端，而要通过逻辑电路加以修正。

修正逻辑的电路如图7所示。图7中f3、f4、f5三个d触发器的输入端接spwm调制信号的三个上桥臂的控制信号, 即接在sle4520的ph1/1、ph2/1、ph3/1端。当它们为高电平时是上桥臂的开关管开通信号, 为低电平时是下桥臂开通的信号。电路的工作原理分为起动和运行两个阶段:

(1) 起动

使修正逻辑电路输出t1~t6输出均为高电平，直流 母线短路，电源对谐振电感预充电。当充电至电流阈值时谐振信号变为高，通过逻辑电路后输出变为上桥臂高电平，下桥臂为低电平，电路在没有spwm波形输出 时能够在谐振同步信号的控制下正常谐振。

(2) 运行

d触发器的输出状态要发生翻转必须是输入端ph1/1信号改变，同时谐振信号有上升沿。所以d触发器输出状态的改变最长要滞后一个谐振周期的时间才能变化，而这个时间是最短脉宽的1/10，可以忽略不计。

图8是修正后的三相spwm波形。由图8可以看出，当谐振信号为高电平，是电路谐振的时间，这时电路输出的上下桥臂器件的控制信号逻辑状态相反;当 谐振信号为低电平时，是要求对电感重新进行充电的时间，这时电路输出上下长桥臂的控制信号逻辑状态相同，上下桥臂短接。

当桥臂spwm(ph1) 信号为低电平时，则通过谐振同步信号，控制其输出状态以谐振频率不断的接通断开器件。而桥臂spwm(ph1)信号为高电平时，所控制的器件则一直为接通 状态。

逻辑电路中最后一级或非门的一个输出端与sle4520的状态信号status端相连，当这端为低电平时，表示电路工作正常，逻辑电路输出 不受此信号的控制;当电路有故障发生时，这一端的信号将变成高电平，一方面sle4520的输出信号已被封锁，另一方面，这个高电平使逻辑电路的六个输出 全部为零，这样封锁了六个触发信号，保证了电路的安全。

5 结束语

以上是dc/ac三相 软开关逆变器的控制电路，通过计算机仿真和对局部硬件电路的调试已获得预期效果，为进一步的研究工作奠定了技术基础。

参考文献

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[2] 吕 丁. 变频技术原理与应用. 北京:机械工业出版社,2003

[3] 刘洪池,万健如. 基于软开关技术的高频pwm逆变器特性研究. 天津大学,2003