￡蚕Ｌ镶电潦技术 ２０１１年１１月２５日第２８卷第６期 ｒｅｌｅｃｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｎｏｖ．２５，２０１ １，Ｖｏ１．２８ Ｎｏ６ ．文章编号：１００９－３６６４（２０１ １）０６—０００８—０５ 碑馘舞赞 ＰＷＭ半桥变换器电路仿真 左是 （南京航空航天大学，江苏南京２１００１６） 摘要：随着电力电子技术的迅速发展，ＰＷＭ型ＤＣ－ＤＣ变换器的应用日益广泛。如今，高性能、高效率、小型化和轻 量化越来越成为各类ＤＣ－ＤＣ变换器追求的目标。文中优选电路结构简单、容易控制的半桥电路作为直直变换拓扑，在剖 析了脉宽调制对称半桥变换器工作原理及特性后，设计出２７０ Ｖ直流输入、３６０ Ｖ直流输出、输出功率为５００ Ｗ变换器的相 关参数。切实了解ＳＧ１５２５芯片脉冲产生原理后，设计出控制电路参数，从而搭建出完整的闭环系统。详尽分析了所得出 仿真结果，并以此验证了理论分析和工程设计的正确性。 关键词：半桥变换器；参数设计；ＳＡＢＥＲ仿真 中图分类号－ＴＭ４６；ＴＮ８６ 文献标识码：Ａ Ｔｈｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ Ｈａｌｆ－Ｂｒｉｄｇｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＰＷＭ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ ＺＵ（）Ｓｈｊ （Ｎａｎｊｉｎｇ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ａｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｎａｎｊｉｎｇ ２１００１６。Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｒａｐｉｄ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ。ｔｈｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ ｏｆ ＰＷＭ ＩＸ－ＩＸ；ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｉｓ ｗｉｄｅｌｙ ｕｓｅｄ，ａｎｄ ｎＯＷ，ｈｉｇｈ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ，ｈｉｇｈ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ｍｉｎｉａｔｕｒｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ ｌｉｇｈｔｗｅｉｇｈｔ ｍｏｄｅｌ ｈａｓ ｔｅｎｄｅｄ ｔＯ ｂｅ ｔｈｅ ｇｏａｌ ｏｆ ＰＷＭ ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｔｈｅ ｃｏｍｍｏｎ ＩＸ－ＩＸ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｉｓ ａｎａｌｙｓｅｄ，ａｎｄ ｉｎ ｖｉｅｗ ｏｆ ｉｔｓ ｓｉｍｐｌｅ ｃｉｒ— ｃｕｉｔ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ，ｅａｓｙ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｈａｌｆ－ｂｒｉｄｇｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｍａｙ ｓｕｉｔ ｆｏｒ ｓｍａｌｌ ａｎｄ ｍｅｄｉｕｍ－ｃａｐａｃｉｔｙ ａｓ ａ ＩＸ；一ＩＸ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ｔｏｐｏｉ— ｏｇｙ．Ｉｎ ｔｈｅ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ＰＷＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｐｅｒａｔｉｎｇ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ａｎｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ａｃｈｉｅｖｅｓ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｐａｒａｍｅ— ｔｅｒｓ ｏｆ ２７０ Ｖ ＤＣ ｉｎｐｕｔ。３６０ Ｖ ＩＸ；ｏｕｔｐｕｔ，ａｎｄ ５００ Ｗ ｏｕｔｐｕｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，Ａｆｔｅｒ ｗｅｌｌ ｕｎｄｅｒｓｔａｎｄｉｎｇ ｔｈｅ ｐｒｏｄｕｃｉｎｇ ｐｕｌｓｅ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ＳＧ１５２５ ｃｈｉｐ，ｉｔ ｒｅａｌｉｚｅｓ ｔｈｅ ｄｅｓｉｇｎ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｔｈｕｓ ｂｕｉｌｄ ａ ｃｏｍｐｌｅｔｅ ｃｌｏｓｅ＆ｌｏｏｐ ｓｙｓ— ｔｅｍ．Ａｆｔｅｒ ｏｂｔａｉｎｅｄ ａ ｄｅｔａｉｌｅｄ ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｔｈｅ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｒｅｓｕｌｔｓ，ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｖｅｒｉｆｉｅｓ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｉＳ ｃｏｒｒｅｃｔ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｄｅｓｉｇｎ；ＳＡＢＥＲ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ 在各种电子设备中，需要不同电压供电，这就需要 专用电源变换装置来提供电压，以达到一个稳定的精 ２．１主电路拓扑选择 度和足够大的电压值，满足输出要求。本文利用南京 航空航天大学在电力电子与电力传动方面的现有成 果，用ＳＡＢＥＲ软件完成了双闭环双管正激直直变换 器的系统设计，并进行了仿真，性能指标满足设计要 求，具有相当的实用价值。 结合常用Ｄｃ—ＩＸ；变换器拓扑和表１，功率是否匹 配应作为选择首先要考虑的因素，反激、半桥和推挽作 为备选。反激电路成本很低、电路结构简单且驱动很 容易实现，但其变压器利用率低、且难以达到最大功 表１ 各种带隔离的直流一直流变换电路比较 电路 优 点 缺 点 功率范围 应用领域 １ ＤＣ＿Ｄｃ变换器的比较 Ｉｘ；／ＩＸ； １ 正激 鐾 盛 靠 向励繇 旱 ～耄 嘞率 源挽型等 变，简要分析如换表。器主 要有正激、反激、全桥、半桥、纂反推 及激澈器 堡： 靠住强，驱动电路 ～， …兰 Ｉ司励百瓦 备备嚣 、电消源。磊 电子设 结构复杂，成本高， ２ ＰＷＭ控制对称半桥ＤＣ／ＤＣ变换器 ＰＷＭ控制对称半桥变换器主要技术指标：（１）输 全桥蒿 溶易 襄戮 翥 吾 多组隔离驱动电路 大功率工业用 电源、焊接电 源、电解电源等 入电压：２４０～３００ Ｖ（额定２７０ Ｖ）；（２）输出电压： ３６０ Ｖ；（３）输出功率：５００ ｗ；（４）开关频率：５０ ｋＨｚ。 收稿日期：２０１１－Ｏ７—１８ 作者简介：左￣＿（１９８８一），男，硕士研究生，南京航空航天大学 电力ｅｃｑ－￣电力传动专业，研究方向为电力电子与电力传动技 术。 ·变压器双向励磁，没有有直通问题，可靠 几瓦～几各种工业用电 半桥变压器偏磁ｒｄ题，开关性低，需要复杂的 百瓦 源、计算机电源 较少，成本低 多组隔离驱动电路 变压器双向励磁，一次 推挽量 曼要 鱼 有偏磁问题 几瓦～几低输入电压的 百瓦 电源 ８· 通： 潦 】｜： 左是：ＰｗＭ半桥变换器电路仿真 一… ……… …… 。 Ｔｅｌｅｅｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｎｏｖ．２５，２０１１，Ｖｏ１．２８ Ｎｏ．６ ２０１１年１１月２５日第２８卷第６期 率，无法满足技术指标对于精密度的规定。推挽电路 的通态损耗小、驱动电路简单，但是开关管承受电压高 （为电源电压的２倍），且变压器有６个抽头，结构复 杂，更为严重的是其变压器存在偏磁，将导致变压器铁 芯饱和，严重发热时甚至导致烧毁，这对于实际运行的 设备是无法回避的问题。相比之下，半桥电路不存在 偏磁问题，且开关少、开关管承受的电压低、成本低，还 易实现开关的高频化、设备体积的小型化。其主要存 在的问题是控制电路相对复杂。与其他拓扑所存在的 问题相比，不存在精密度和安全性这一原则问题，控制 的电流降为零（Ｄ２和Ｄ３开始进入反向恢复阶段）时模 态１结束。 （２）工作模态２ Ｉｔ 一ｔ２］ ｔ 时刻副边漏感Ｌ。开始谐振，缓冲电路开始工 作。原边Ｃ 放电，Ｃ２充电，开关管Ｓ 一直处于导通 状态，变压器原边电压为输入电压的一半，方向为上正 下负，此时副边Ｄ 和Ｄ４导通，原边向副边传递能量。 Ｊ （￡）一 Ｊ。＋ 厶ｒ ｓｉ ，（￡一 １）（１） （３）工作模态３［屯一ｔ３］ 电路的实现是可以通过不断优化实现的。对称半桥由 于其简单的结构、易于实现和控制（ｉｇ里的控制容易实 现是指只有二个Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ，器件数量少便于控 制），故本文选择半桥作为主电路拓扑。 ２．２主电路工作原理分析 脉宽调制控制的对称半桥ＤＣ－ＤＣ变换器主电路 如图１所示，Ｓ 、Ｓ 为互补导通的主功率开关。输出 为３６０ Ｖ直流电压，变压器副边为桥式整流电路，变压 器原副边变比为 ＝Ｎ ／Ｎ ，原边漏感为Ｌ ，激磁电感 为Ｌ ，副边漏感分别为Ｌ。（图１未标出）。 Ｄｉ Ｄ２ － ＿ － Ｃ３ ＝ ｊ 图１主电路拓扑 各元件在理想条件下时，变换器主要工作波形如 图２所示，其具体工作过程分析如下： Ｓｌ Ｓ２ Ｓ３ ｒｒ———］广ｒ——］ｒｒ———－－］ Ｉｌ ｌ ｎ ｒ— ： ＩＩ ｌｌ — Ｉ ．Ｉ Ｊ Ｉ Ｉ ｌ Ｉ Ｉ． ｌ ，、 、、、 一 Ｊ 图２主要波形 （１）工作模态１ Ｉｔｏ—ｔ１］ 在ｔ。时刻之前开关管Ｓ 和Ｓ２均关断，变压器原 边电流已降为零，变压器原副边脱离，原边不向输出端 传递能量，整流二极管全部导通续流。在ｔ 时刻给上 管Ｓ 一个驱动信号，Ｓ，开通，Ｃ 放电，Ｃ２充电，原边 电流ｉ。开始增加，此时变压器副边处于短路状态，流 过整流管Ｄ１和Ｄ４的电流开始增大，流过Ｄ２和 的 电流则开始减小。直到ｔ 时刻流过整流管Ｄ２和Ｉ）３ ｔ 时刻整流管Ｄ２、Ｉ）３两端电压回落到稳态值 ｎＵ， ，变压器原边工作过程同上一模态，原边继续向副 边传递能量。 （４）工作模态４［ 一￡ ］ ｔ，时刻给Ｓ 关断信号，原边电流ｉ 迅速下降，由 于漏感值很小，漏感电流反向增大，在原边形成环流。 变压器副边电压反向，流过Ｄ１和Ｄ４的电流减小，至ｔ 时刻流过整流管Ｄｌ和Ｄ４的电流为零。 （５）工作模态５［ 一￡ ］ ｔ 时刻副边整流二极管全部导通续流，此时原边 开关管都处于关断状态，这个过程一直要持续到下半 个周期下管Ｓ２开通。 （６）工作模态７ Ｖｔ 一ｔ ］ ｔ 时刻给下管Ｓ２驱动信号，开始了下半个周期的 工作，整个模态及过程与前面分析的一致，不同的只是 变压器激磁电流方向相反，所有工作过程与前面半个 周期对称，这里便不再赘述了。 ２．３主电路参数设计 ２．３．１高频变压器设计 （１）变压器变比确定 考虑当开关频率为５０ ｋＨｚ时，ＳＧ１５２５Ａ输出脉冲 的最大占空比为０．４５，当输入电压为Ｕｉ 嘶时输出电 压仍能达到额定输出要求，变压器原边匝数为Ｎ１，副 边匝数为Ｎ２，变压器原副边匝比为： Ｎ１一 ：—Ｔ 一 ＤＵｉｎ －ｍｉｎ——』 ２ 了一０．３ ． （２）Ｌ么 Ｕ０ 式中，Ｕ０是输出电压；【，ｉ 是最小输入电压。则Ｄ ＝ＵｏＮ１／（Ｕｉｒｒｍａ Ｎ２）＝０．３６。 （２）绕组匝数计算 对于半桥ＤＣ／ＤＣ变换器而言，变压器原边电压 为双向矩形脉冲，变压器原边匝数可由下式确定： Ｎ１一蕊￣Ｕｉｎ－ｎｉｆｎ×１０。 （３） 将最小输入电压Ｕｉ ＝２４０ Ｖ，原边开关管占空比Ｄ ＝０．４５，开关频率ｆｓ＝５０ ｋＨｚ，磁芯有效截面积Ａ ＝ １．４ ｃｍ２和最大磁密Ｂ ＝１ ６００ Ｇｓ代入上式，算得原 边匝数Ｎ 为２４匝，则可确定 取为８０匝。 ２．３．２滤波电感的设计 匝镶电．潦 ２０１１年１１月２５日第２８卷第６期 术 Ｎｏｖ．２５，２０１ １，Ｖｏ１．２８ Ｎｏ６ ．Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ 由于直流变换器的后级采用ＢＵＣＫ逆变电路，要 求ＤＣ／ＤＣ级的输出为３６０ Ｖ，就需要滤波电感。在工 程设计时，经验算法一般选择输出滤波电感电流的脉 动为最大输出电流的２０ ，则输出滤波电感为： Ｌｆ＝ Ｌｆ一—— — ７ ■■ 一——上．ｕ １．６ ９×１０－ｅＤ ＾ Ｈ１－ （４）４ ｓ八ｕ· １ Ｏ ２．３．３滤波电容的设计 考虑１００ ｍＶ输出电压纹波，实际的电解电容可以 等效成理想电容和等效电阻ＥＳＲ串联，所以输出滤波 电感的纹波△Ｊ－ 除了会在理想电容Ｃｆ上形成压降 △ 之外也会在ＥＳＲ上形成压降【，ＰＰ，是两者共同的 作用形成了输出电压纹波。为使输出电压纹波满足要 求，应选择较小的ＥＳＲ，应满足下式： ＥＳＲ·ｚＳ／Ｉ ｆ—ＵＰＰ≤△Ｕ （５） 其中电感电流ＺＸＩＩ ｆ＝２０ Ｊ。＝０．２７８ Ａ，根据上式 ＥＳＲ￣０．３６ Ｑ。 根据单个周期内电容的充电量与电容电压变化量 的关系，输出滤波电容值可由下式求得： ｒ Ｔ Ｃｆ一面 ｛－Ｊ Ｏ （ 一２Ｄｍ·ｎ）＝＝＝７５．９５× ０－６ Ｆ （６） 由上式求得的是稳态工作情况下所需要的电容 值，由于容值越大ＥＳＲ越小且不成固定的线性关系 （实际经验已知４７０ Ｆ的电解电容对应的ＥＳＲ为 ０．１ Ｑ），在综合考虑电容裕量与ＥＳＲ的影响后确定 Ｃｆ ４００ Ｆ。 ２．３．４主功率管的选取 功率管的选择主要在于其耐压值和耐容值，功率 开关管所承受的最大电压为最大输入电压３００ Ｖ，考 虑一定的裕量，应选取５００ Ｖ耐压的器件。 计及５ 的磁化电流则原边功率开关管中的电流 为Ｉ。＝１．０５ Ｘ（Ｎ２／Ｎ ）Ｉ。＝４．８ Ａ。考虑一定的裕量， 实际功率开关管选用ＩＲＦＰ４６０，其额定电压【，Ｄｓｓ＝ ５００ Ｖ，额定电流ＩＤ＝２０ Ａ，Ｒ（璐）＝０．２７ Ｑ。 ２．３．５整流二极管的选取 理想情况下，不考虑反向恢复引起的电压振荡时， 整流二极管所承受的最大反向电压为２（Ｎ２／Ｎ ） Ｕ ，实际上在整流二极管关断时有较大的电压振 荡，在实际应用时出于一定裕量的考虑选用１ ２００Ｖ的 整流二极管。 通过整流二极管的最大电流有效值为： ＩＤ．一一、／ｊ ＋（Ｉｏ／２）。×（１—２Ｄ）一０．９７５Ａ （７） 根据计算并考虑一定的裕量，选用快恢二极管，主 要参数为：ＵＲＲＭ＝１ ２００ Ｖ，ＩＦＡＶＭ＝１１ Ａ，ｔ ：５０ ｎｓ， ＵＦ＝２．６ Ｖ。 ２．４控制方案原理阐述 ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）技术就是控制半 ·１ｆ）· 导体开关元件的导通与关断时间比对脉宽进行调制的 技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的 获得需要的波形（如驱动信号波形）。改变占空比就是 对脉冲宽度进行调制，进而得到符合形状及幅值要求 的输出电压波形。此外，ＰＷＭ电路还具有频率高、效 率高、功率密度高、可靠性高的特点，所以本文选择 ＰＷＭ作为控制方式。 Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ是电压型驱动器件，其栅源极之 间有数千皮法左右的极间电容，为快速建立驱动电压， 需要驱动电路具有较小的输出电阻，且要求导通电压 为１０～１５ Ｖ，关断电压为一５～一１０ Ｖ。 ＳＧ１５２５Ａ芯片内部有一个积分闭环反馈与主电 路构成的闭环反馈构成双闭环反馈调节，其特点是不 仅ＳＧ１５２５Ａ内部能够自我调节控制输出的控制信号， 而且外部的大闭环又能形成电压负反馈对输出电流起 稳定作用。ＳＧ１５２５Ａ能满足Ｐｏｗｅｒ ＭＯＳＦＥＴ的要 求，而且双闭环反馈对电路起到优化作用。 ３电路仿真与结果分析 ３．１ ＳＡＢＥＲ软件仿真建模 本节利用ＳＡＢＥＲ软件进行仿真建模以达到对第 二章所选择的模型和设计参数的验证。 设置Ｔｉｍｅ－Ｄｏｍａｉｎ Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ参数，由 于该电路不一定可以进行直流工作点分析，所以设置 如图３所示。 ｛翱嘲鳓■啊ｌ＿＿■醺霸 目嘲帚·｝ｍｉ — —————一 ＿…一 一‘ Ｊ ——～ “ ～＿ｒ————一 … —～ ¨· Ｆ一一 ” ～ …ｍ ■…∞ ‘＿ｈ－●一 ＾ｌ ■■… ＝ ０００ 一 … ————————一 ～＿一“＾ ……ｒ 一 …ｔ ｌ一— ￡—Ｊ ｊ —！ ！ ｊ ．Ｊ 一 苎ｊ— Ｊ． 苎Ｊ— 图３参数设置 分析参数设置完成后即可开始进行Ｔｉｍｅ－Ｄｏ— ｍａｉｎ Ｔｒａｎｓｉｅｎｔ Ａｎａｌｙｓｉｓ。 ３．２控制电路相关波形图 （１）控制电路相关波形 控制电路波形如图４。 １）结合图４（ｂ）知：在１ ｍｓ内，Ｉｎｖ．ｉｎｐｕｔ（引脚１） 误差放大器反向输入端迅速升至设计值４ Ｖ，且此后 纹波大小适中波动均匀，并在８０ ｍｓ后稳定。 ２）结合图４（ｃ）知：在极短时间内，Ｎｏｎｉｎｖ．ｉｎｐｕｔ （引脚２）误差放大器同向输入端瞬时完成了一个跳变 升高至４．２ Ｖ后下降至设计所需的４ Ｖ，其后一直稳定 保持在该值。 ３）结合图４（ｄ）知：在极短时间内，Ｎｏｎｉｎｖ．ｉｎｐｕｔ （引脚２）误差放大器同向输入端瞬时完成了一个跳变 违缱电游 】Ｉ： 左是：ＰＷＭ半桥变换器电路仿真 Ｔｅｌｅｃｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ２０１１年１１月２５日第２８卷第６期 后下降至设计所需的４ Ｖ，其后一直稳定保持在该值。 综上所述，ＩＮＶ、ＮＩ端电压均满足设计要求。 ｔ／ｓ （ａ）开关频率波形 ＿厂＝ 面 丽＝５０ｋＨｚ（满足设计要求） （ｂ）ＩＮＶ端电压 （ｄ）Ｕ ｆ端电压 图４控制电路相关波形图 （２）驱动电路输出波形 驱动电路输出波形如图５。 Ｏｕｔｐｕｔ Ａ（引脚１１）：输出端Ａ、Ｏｕｔｐｕｔ Ｂ（引脚 １４）：输出端Ｂ波形稳定输出后，通过观察可以清楚地 发现在一段不导通时间内另一端导通，而且基本互补， 满足主电路ＰＯＷＥＲ ＭＯＳＦＥＴ对于驱动信号的要 Ｎｏｖ．２５，２０１１，Ｖｏ１．２８ Ｎｏ．６ 求。实际占空比为０．２，小于０．３６的理论最小值，这是 对称半桥拓扑的的固有问题，这为今后工作指明了方 向。 （３）主电路相关波形 主电路波形如图６。前一部分的高频逆变器将直 流电压变换成如图６（ｂ）和图６（ｃ）所示高频波，稳定 输出规律的波形，且变压器升压效果明显，达到了预期 要求。 结合图６（ｄ）可知：通过变压器升压后的脉宽可控 的高频波，经过二极管不控整流将高频波变为如图６ （ｄ）所示的波形，达到设计要求。但整流二极管存在较 高的关断电压尖峰，这为今后工作提出了要求。 （ｃ）变压器二次侧电压 （ｅ）输出电压 图６主电路相关波形图 ！ 笙 旦 旦 鲞笙６期通缱电．潦 术 Ｔｅｌｅｅｏｍ Ｐｏｗｅｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ 京，科学出版社，１９９９． Ｎｏｖ．２５，２０１１，ｖｏ１．２８ Ｎ０．６ 结合图６（ｅ）所示：经过二极管的不控整流所得的 波形经过ＬＣ整流器滤去高频分量而获得如图６（ｅ）所 示的纹波很小的直流电压，达到了设计要求。 ［２］Ａｂｒａｈａｍ Ｉ Ｐｒｅｓｓｍａｎ．开关电源设计（王志强等译）［Ｍ］． 北京：电子工业出版社，２００５． Ｅ３］赵修科．实用电源技术手册一磁性元器件分册ＥＭ］．沈 ４结束语 经过研究可以得出该变换器具有如下的特点： （１）采用对称ＰＷＭ控制方案，可以实现功率器件 的直流升压作用； （２）该变换器结构简单，易于实现，可以作为模块 推广； （３）实际得出的占空比比理论设计的要小，存在一 定的占空比丢失； 阳：辽宁科学技术出版社，２００２． ［４］ 丁道宏．电力电子技术ＥＭ］．北京：航空工业出版社， １９９９． ［５］王兆安，黄社，２０００． 俊．电力电子技术ＥＭ］．北京：机械工业出版 ［６］陈伯时．电力拖动自动控制系统——运动控制系统［Ｍ］． 北京：机械工业出版社，２００３． ［７］沈萍．航空静止变流器ＤＣ／ＤＣ级的研制ＥＤ］．［硕士学 位论文］．南京：南京航空航天大学，２００８． ［８］杨海英．软开关半桥直流变换器研究［Ｄ］．南京：南京航空 航天大学，２００６． （４）副边整流二极管存在较高的关断电压尖峰。 下一步工作可以从几个方面来开展： （１）半桥电路对输人电压利用率低，因此变压器匝 比较小。 （２）进一步优化电路，解决电路存在的占空比丢 失等问题。 ［９］Ｈｏｎｇ Ｍａｏ，Ｊａｂｅｒ Ａｂｕ－Ｑａｈｏｕｑ，Ｚｅｒｏ－Ｖｏｌｔａｇｅ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｈａｌｆ－Ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ—ＩＸ；Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｗｉｔｈ Ｍｏｄｉｆｉｅｄ ＰＷＭ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ ｒ Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃ— ｔｒｏｎｉｃｓ，２００４，１９（４）：９４７ ９５８． （３））副边整流二极管存在较高的关断电压尖峰， 考虑附加ＣＤＤ无源无损缓冲吸收电路解决这一问题。 参考文献： ［１］阮新波，严仰光．直流开关电源的软开关技术［Ｍ］．北 ｒｌｏ］Ｃａｈｉｔ Ｇｅｚｇｉｎ，Ｂｏｎｎｉｅ Ｓ Ｈｅｃｋ，Ｒｉｃｈａｒｄ Ｍ ＢａＳＳ．Ｓｉｍｕｌ— ｔａｎｅｏｕｓ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｐｏｗｅｒ Ｓｔａｇｅ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｆｏｒ Ｓｗｉｔｃ— ｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｉｅｓ￣Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅ— ｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９７。１２（３）：５５８—５６６． （上接第３页） 通信设备机柜按照３ ｋＷ每机架计算，在蓄电池放 电终止时通信机架的输人电流为７５ Ａ／４０ Ｖ，因此设 备用ＰＤＵ选用额定电流１００ Ａ，其接线能力最大为 ３５ ｍｍ２。 过调整通信设备机柜数量或相对位置降低段落压降以 满足要求，因此，本段落压降可设定为０．６０ Ｖ。 ９结论 ８．３拟定段落压降 本文旨在讨论一４８ Ｖ直流系统放电回路压降分配 的方法和注意的问题，全程固定压降分配应结合工程 实际情况进行核算，机房布局、设备布局、通信设备功 耗等因素都影响并决定各段压降的分配。 参考文献： ［１］ＹＤ／Ｔ １０５１—２０１０，通信局（站）电源系统总技术要求Ｅｓ］。 ［２］ＹＤ／Ｔ ７９９—２０１０，通信用阀控式密封铅酸蓄电池［Ｓ］． ［３］ＹＤ／Ｔ ５８５—２０１０，通信用配电设备［ｓ］． ［４］ＹＤ／Ｔ ５０４０—２００５，通信电源设备安装工程设计规范［Ｓ］。 ［５］董雯，王 伟．一４８Ｖ直流电源系统中的电压设置方案 根据以上给出的条件，本段最大压降为０．５９ Ｖ。 △ｕ一 一 ｒ］／ ６０ Ｖ一０．５９ Ｖ 因此，本段落拟定最大压降为０．６０ Ｖ。 ８．４拟定段落压降校验 通信设备机柜功耗是影响压降分配最根本的因 素，为使拟定的０．６０ Ｖ供电段落压降满足不同前提条 件的要求，通过表３计算７种类型单机架功耗情况下 的段落压降，对拟定的段落压降进行校验。 以上数据表明，０．６０ Ｖ的段落压降能满足除类型 ［Ｊ］．邮电设计技术，２００３，（１）：５０—５３． １和类型２之外的压降要求。类型１和类型２亦可通
