隔离型功率因数校正变换器的数字化控制研究

第９卷第１１期　奄涤．技　石网　Ｖ０ｌ＿９　Ｎｏ．１１　２００６年１１月　ＰＯＷＥＲ　ＳＵＰＰＬＹ　ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ　ＡＮＤ　ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２００６　隔离型功率因数校正变换器的　数字化控制研究　杭丽君，　吕征宇　（浙江大学电力电子国家专业实验室，　浙江　杭州　３１００２７）　摘要：对该隔离型功率因数校正变换器ｆＰＦＣ）的基本工作原理进行了简单分析，并针对该主电路　建立了小信号动态模型。基于ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的基础上，具体分析了针对隔离型ＰＦＣ变换器的　控制方案，并采用电流电压双环控制技术，同时获得良好的动态响应特性和稳态调节特性。最后，　制作了ＰＦＣ工作频率为ｌ１０　ｋＨｚ的试验样机，验证了该变换器的优良性能，满载功率因数达到　０．９９５。　关键词：电力电子；隔离型功率因数校正；数字控制；ＤＳＰ　Ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｆｏｒ　Ｉｓｏｌａｔｅｄ　Ｔｙｐｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ＨＡＮＧ　Ｌｉ－ｊｌｉＢ，ＬＵ　Ｚｈｅｎｇ—ｙｕ　（Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｌａｂｏｒａｔｏｒｙ　ｏｆ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ，Ｚｈｅｊ　ｉａｎｇ　Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，　Ｈａｎｇｚｈｏｕ　Ｚｈｅｊｉａｎｇ　３　１００２７，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｍａｉｎ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｉｓ　ｂｒｉｅｆｌｙ　ａｎａｌｙｚｅｄ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｓｍａｌｌ－ｓｉｇｎａｌ　ｄｙｎａｍｉｃ　ｍａｔｈｅｍａｔｉｃ　ｍｏｄｅｌ　ｉｓ　ｃｏｎｃｌｕｄｅｄ．Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｔｈｅ　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　ｏｆ　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ，ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　ｉｓｏｌａｔｅｄ　ｔｙｐｅ　ＰＦＣ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｉｓ　ａｎａｌｙｚｅｄ　ｉｎ　ｄｅｔａｉｌ．Ｄｕａｌ—ｃｌｏｓｅｄ—ｌｏｏｐ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｉｓ　ａｄｏｐｔｅｄ，ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ｂｏｔｈ　ｅｘｃｅｌｌｅｎｔ　ｄｙｎａｍｉｃ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ａｎｄ　ｓｔｅａｄｙ　ｍｏｄｕｌａｔｉｎｇ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ａｒｅ　ａｃｈｉｅｖｅｄ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａｎ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ，ｗｈｏｓｅ　ＰＦＣ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｓ　１　１０ｋＨｚ，ｉｓ　ｂｕｉｌｔ　ｔｏ　ｖｅｒｉｆｙ　ｔｈｅ　ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｅｏｎｖｅ￣ｅｒ．Ｆｕｒｔｈｅｒｍｏｒｅ，ＰＦ　ｖａｌｕｅ　ｏｆ　ｆｕｌｌ　ｌｏａｄ　ｉｓ　０．９９５．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｐｏｗｅｒ　ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ；ｉｓｏｌａｔｅｄ　ｔｙｐｅ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ｄｉｇｉｔａｌ　ｃｏｎｔｒｏｌ；ＤＳＰ　中图分类号：ＴＭ４６　文献标识码：Ａ　文章编号：０２１９—２７１３（２００６）ｌ１－０００１—０５　０　引言　级输出电压纹波小，网侧功率因数较高；缺点是　前、后级要分别控制，动态响应变慢，主电路中的　在电力电子装置和电网之间通常接人整流器　开关器件也较多，成本较高，可靠性降低，而且两　装置　传统的二极管或晶闸管整流装置会产生大　级级联后整体效率降低。当前，工业界某些应用场　量的谐波电流，对电网造成污染。因此，一般在网　合对电网输入端功率因数校正变换器提出高功率　侧需要有源功率因数校正变换器，以有效地消除　等级以及输入输出电气隔离的要求。隔离型ＰＦＣ　整流装置的谐波电流，提高电网输入端的功率因　变换器．能量经一次转换，结构简单、成本较低且　数。通常情况下采用如下方案：网侧输入前级为　效率也较高　。　Ｂｏｏｓｔ功率因数校正器．后级跟随ＤＣ／ＤＣ变换器，　在有较高功率要求且需输入输出隔离的应用　即采用两级方案＿１＿刊。采用传统方式的优点是第二　场合，全桥拓扑结构是首选，因此将其用于隔离型　收稀日期：２００６—０５—２３　ＰＦＣ变换器的相关技术备受国外众多学者关注［５１。　维普资讯 http://www.cqvip.com

第９卷第１１期　２００６年１１月　奄涤艇　石阙　ＰＯＷＥＲ　ＳＵＰＰＬＹ　ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ　ＡＮＤ　ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ　Ｖｏ１．９　Ｎｏ．１１　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２００６　Ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣ模拟控制技术通常采用ＵＣ３８５４控　制芯片，该技术比较成熟。若将基于ＵＣ３８５４的模　拟控制技术移植到隔离型ＰＦＣ变换器，需要将由　控制芯片给出的ＰＷＭ驱动波形经过一系列逻辑　电路调制，才能得到需要的控制驱动波形。模拟控　制本身抗干扰能力相对于数字控制抗干扰能力较　差，可靠性低。此外，由于全电气隔离要求，所有离　散元器件的辅助电源供电问题也较难解决。因此，　在对ＰＷＭ驱动波形的要求较复杂的应用场合，数　字控制技术更为合适。　在高性能、低价格的ＣＰＵ和ＤＳＰ不断涌现的　工业界，数字控制在功率因数校正技术领域中的　应用越来越广泛。相对于模拟控制而言，数字控制　技术本身具有控制灵活的特点。此外，数字控制可　以实现复杂的控制算法以提高系统的性能，如模　糊控制、滑模控制、自适应控制等：不易受元器件　老化和温漂的影响；系统采用软件控制，容易实现　系统的升级，智能化程度得到提高，适应性强；高　性能的控制算法可以减少纹波．并大大减小滤波　器的尺寸。　由于以上因素．本文对基于隔离型全桥拓扑　结构的ＰＦＣ变换器进行了全数字控制方案研究。　文章简单分析了变换器的工作原理，并使之实现　了单位功率因数校正的功能．推导出该变换器的　小信号动态模型．根据小信号动态模型．对全数字　控制方案进行了研究，并通过软件得到实现。基于　上述分析制作了一台实验样机，ＰＦＣ工作频率为　１１０　ｋＨｚ，实现了由ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７的全数字控　制．获得了良好的动态和稳态调节特性，并增加了　系统可靠性。变换器功率因数达０．９９５。　ｌ　隔离型ＰＦＣ变换器主电路工作原理　分析和时域小信号模型推导　本文采用隔离型全桥作为隔离型ＰＦＣ变换器　的主电路．同时在该拓扑输入端引入输入电感．实　现对电网输入电流的校正功能。本文所采用的主　电路拓扑结构如图１所示。图１中有三个采样点．　分别为　ｉ　、，ｉ　和　。；￡　为输入电感；Ｓ１－Ｓ　为主开　关；Ｔ　为提供输入输出隔离功能的变压器；￡　、为　变压器励磁电感；　为变压器励磁电流，理想情况　下可认为与负载电流和电感输入电流无关；Ｄ　、　图１　隔离型全桥ＰＦＣ主电路　Ｄ　Ｄ盼和ＤＭ为变压器副边整流二极管；Ｃ。为输　出滤波电容。图２为传统Ｂｏｏｓｔ型功率因数校正电　路，其中厶　为相应ＰＦＣ输入电感；Ｓ　为主开关，Ｄ　为输出二极管；Ｃ。为输出滤波电容。图１中各主开　关的ＰＷＭ驱动波形脉冲产生方式如图３所示，由　于采用全数字控制方式，图３中给出为离散ＰＷＭ　信号（ＤＰＷＭ信号），驱动波形的移相由ＤＳＰ内部　计数器实现。　…　卜Ｊ＿口　．Ｊ　ｓｍ　ｌ　图２　传统Ｂｏｏｓｔ　ＰＦＣ主电路　４占　ｌ＋　：　ｌ　　１：：　１　—　１　　｝；，、、、　一一　　＾　！旦　时　，．　一，、、俩　ｂｒＪ１１４　＿Ｔ—］．．　＋　ｊ　■］Ｌ一１　卜　．　『］一　／　～～　寸——　十　—／　Ｕ　ｆ　、＼　—　　ｌ　ｌ　ｌ　ｌ：２丁　／　／＼　／　Ｔｉｍｅｒ　ｍ２　；　图３　隔离型全桥ＰＦＣ工作原理　图１中虚线框内为主电路全桥（Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ）　拓扑部分．全桥输入端为传统ＰＦＣ电感，作为电流　校正之用。因此，该拓扑的输入部分区别于ＤＣ／ＤＣ　全桥，其输人为电流源，输出为电压源。按照电感　电流工作模式将变换器工作阶段分为电感充电和　电感放电两个工作阶段。下面对如图１所示的变　维普资讯 http://www.cqvip.com

★研究与设计　隔离型功率因数校正变换器的数字化控制研究——　换器的工作原理进行简单分析。为了便于分析，做　如下假定：变压器原、副边变比为１：１，即所示的　是通过变压器经副边整流二极管，实现将电感能　量释放到副边。因此，图１中所示的隔离型ＰＦＣ变　主电路部分只实现电流波形整形功能。图３中　。　为变压器原边电压波形，ｎ为变压器原、副边变　换器按照功能可以等效为传统的Ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣ变　换器，如图２所示。图１中的虚线框内为实现波形　比，　。为输出电压，ｉ　为输入电感电流波形。　邸、　整形功能的框图，简称为功能框图；图２中同样将　功能框图标出，根据以上分析，此两者可以等效。　上述图１中所示隔离型全桥结构ＰＦＣ，对　１１０Ｖ电网和２２０Ｖ电网同样适用，采用该拓扑结　以及　分别为主开关Ｓ１－Ｓ　的驱动信号，　与　，相同，　与　相同。７１为电感工作周期，　即ＰＦＣ工作周期；　为开关周期，即变压器工作　周期；已知Ｔ，ｗ＝２Ｔ。如图３所示，在ｔ　和ｔ　区间，主　构．电网输入端ＰＦＣ变换器的应用场合得到拓　电路部分的桥臂Ｓ　和Ｓ　或Ｓ　和Ｓ　同时开通，变　换器工作于典型全桥工作状态下；即变压器将原　边电压经主开关逆变，在副边经整流二极管整流，　得到直流输出，变压器被副边输出电压箝位，向副　边输送能量，提供给负载。由于变压器副边输出电　压接近４００Ｖ，因此变压器原边也被该值箝位。电　网输入电压整流瞬时值小于或等于该值，则电感　在此工作区间处于放电工作状态，即电感将存储　能量通过变压器输送给负载输出端。如图３中ｔ　工作区间，变换器的４个主开关同时开通，变压器　被短路，此工作模式下，变压器副边输出电容提供　给负载能量，副边整流二极管从导通状态过渡到　截止状态，并始终保持截止状态。变压器原边，电　网输入电压经整流后给输入电流波形整形电感充　电，电感储存能量。电网电压经整流，得到以周期　为１０ｍｓ变化的正半波正弦波形。由于开关频率　为５５　ｋＨｚ，因此，在每个开关周期内，网侧整流后　的输入电压可认为恒定不变。根据上述分析，主开　关Ｓ１－Ｓ　的驱动脉冲为占空比以１０　ｍｓ为周期变　化的ＰＷＭ输出波形。需要强调的是，此处的占空　比特指输入电感的充电时间，以电感工作周期（即　ＰＦＣ周期）为计算占空比的工作周期。此工作频率　为主开关工作频率的两倍。　根据上述分析，并依据图１中所示的隔离型　ＰＦＣ变换器电感的充电工作模式和放电工作模　式，电感电流即变换器的输入电流为正弦，从而得　到较高的功率因数，减小了电网谐波污染。同样，　传统的Ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣ变换器也可以将变换器的工　作模式归结为电感充电和电感放电两种模式，同　样通过此两种模式，将ＰＦＣ变换器的输入电流整　形为正弦。不同的是，Ｂｏｏｓｔ型ＰＦＣ变换器在电感　放电期间，由输出二极管实现电感电流续流，从而　将电感能量释放到输出端，而隔离型ＰＦＣ变换器　展。　基于上述功能等效，隔离型全桥功率因数校　正变换器小信号模型也可以等效为传统的Ｂｏｏｓｔ　型ＰＦＣ小信号模型。因此在连续域内，隔离型全　桥ＰＦＣ校正变换器电流环模型为　Ｇ　：　１　ＲＬＣｓ＋Ｌｓ＋ＲＤ　：　×　：　Ｒ（１一Ｄ）　ｌ＋　＋堡　Ｒ【１－Ｄ）　（１－Ｄ）‘　式中：Ｒ为负载；　，Ｊ为输入电感量；　Ｃ为输出电容；　为输出电压。　２　数字控制方案软件实现　数字控制软件方案以ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ为控　制核心。虽然数字控制有很多优点，但同时也存在　数字延时问题，其中最主要的就是数字化运算速　度、采样保持数字离散的延时与开关频率之间制　约的问题，使得很多控制算法很难完全实现数字　控制的优点。由于开关频率过低而导致的缺点是　显而易见的。工作频率过低，从而动态响应特性变　差。为了保证输入电感电流的连续，电感值无法减　小，而过大的电感量则会降低电流的跟踪速度，电　路的体积与成本也得不到控制。现在基于ＤＳＰ数　字控制的单相ＰＦＣ技术已经逐渐成熟。大多数的　数字控制方案都采用平均电流控制策略。在采用　平均电流模式控制的ＤＳＰ方案里，为了获得单位　功率因数校正，ＤＳＰ要在功率开关器件的每一次　开关周期内计算下一次开关周期功率开关器件的　维普资讯 http://www.cqvip.com

第９卷第１１期　２００６年１１月　奄ｉ蠹技　应圊　ＰＯＷＥＲ　ＳＵＰＰＬＹ　ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ　ＡＮＤ　ＡＰＰＬＩＣＡＴＩＯＮＳ　Ｖｏ１．９　Ｎｏ．１１　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２００６　占空比。这些操作主要包括：外部电压信号采样：　电压误差信号计算；输入电流信号采样：电流误差　信号计算；电压外环和电流内环ＰＩ调节；器件占　空比计算。大量的采样、计算以及处理工作和ＤＳＰ　有限的执行速度，使得ＰＦＣ电路的开关工作频率　受到限制。而隔离型ＰＦＣ变换器由于变压器的加　入．还须对变压器工作状态进行监视．即对变压器　励磁电流进行采样，以正确判断其是否工作在非　饱和区　本文采用传统双环控制方案，在每个开关周　期对变换器的输入电流、输入电压、变压器电流以　及输出电压进行采样，并进行数字ＰＩ调制控制。　如图４所示为传统的ＰＦＣ变换器控制方案的电压　外环调制．通过该控制环路产生电流内环所需的　参考电流，即实现输入电感电流跟踪输入电压．提　高电网输入端的ＰＦ值。图４中Ｉ４为输入电压采　样值离散量．Ｂ为输出电压外环调制后得到的输　出量，Ｃ为传统模拟控制方案中输入电压前馈的　平均量．以补偿由输入电压的动态突变所带来的　系统响应速度的影响。事实上，数字控制系统本身　调制特性比模拟控制灵活，因此为减少计算量，该　前馈作用在数字控制方案中可以忽略，即认为Ｃ　为单位量。　图４　参考电流　图３给出了驱动信号的发生方式，软件由　ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７实现．其ＰＷＭ比较模块输出有两　种方式．即非对称输出模式和对称输出模式。已知　系统的主开关频率为５５ｋＨｚ．而电感工作频率为　１１０ｋＨｚ．因此．针对控制对象电感电流的工作周　期．ＤＳＰ的Ａ／Ｄ模块按照１１０　ｋＨｚ的频率对主电　路四变量进行采样保持、离散化，得到数字ＰＩ调　制所需的量化值。控制软件占用资源如下：Ａ／Ｄ模　块，ＥＶ模块。软件的实现必须遵循下述原则：　ＰＷＭ驱动波形的移相必须为定值，即必须与驱动　占空比无关。主开关的工作周期为ＰＦＣ（即Ｔ）工　作周期的两倍，如图３所示。如图３中所示，ＰＷＭ　４　按照对称方式产生主开关驱动，则两组驱动可以　共用计数器Ｔｉｍｅｒ＿ｍ４；ＰＷＭ按照非对称方式产　生主开关驱动，则两组驱动需要采用两个不同的　计数器，其计数起点不同．如图３中的Ｔｉｍｅｒ　ｍｌ　和Ｔｉｍｅｒ＿ｍ３。因此，ＤＳＰ按照比较对称输出方式　给出主开关的ＰＷＭ驱动波形所占用资源少．而采　用非对称比较输出方式时．系统所占用资源相对　较多。各计数器的移相为定值，即各计数初值为定　值，只须在系统初始化时，对计数器初值设定一　次。如各计数器计数初值为变量，需要每个开关周　期都对计数器寄存器进行初始化，则ＰＷＭ驱动脉　冲无法按照预定开关周期给出，因此，该方案在软　件实现时不宜采用。Ａ／Ｄ采样的周期与ＰＦＣ工作　周期一致，其计数器的计数模式如图３中Ｔｉｍｅｒ＿ｍ２　所示．与两种ＰＷＭ生成方式下的计数器工作模式　比较，其计数起点均不同，因此该计数器必须独　立。如图５给出了控制软件的Ａ／Ｄ中断的流程图。　采样频率为１１０ｋＨｚ．每采样周期进行输出电压、　输入电流调制．获得良好的动态和稳态特性。　＝竺　ＩＹ　匦麴Ｉ　　ｌ输入电压和电流、输出Ｉ电压、变压器电流采样ｌ　　Ｊ　匝面壹圃　Ｊ　匝　叠圃　Ｉ　臣　蓝圃　Ｉ　匝亘　囹　Ｉ　匝囱　Ｉ　［壅口　图５　ＰＦＣ模式Ａ／Ｄ中断程序　如图６所示，将模拟ＰＩ控制转换到Ｚ域得到　数字域ＰＩ控制框图。在软件实现时．数字控制器　的计算和处理，不论是积分还是微分，只能用数值　计算去逼近。在ＤＳＰ中，ＰＩＤ控制规律的实现也必　须用数值逼近的方法。当采样周期相当短时，用求　和代替积分，用差商代替微商，使ＰＩＤ算法离散　化．将描述连续一时间ＰＩＤ算法的微分方程变为　维普资讯 http://www.cqvip.com

★研究与设计　——隔离型功率因数校正变换器的数字化控制研究——　图６　数字ＰＩ控制系统框图　描述离散一时间ＰＩＤ算法的差分方程。实际软件　实现中，只需ＰＩ控制已经可以满足功率因数校正　值的要求。　・　３　实验结果　基于图１所示拓扑结构制作了一台额定输出　电压约为３８０Ｖ、ＰＦＣ工作频率为１１０ｋＨｚ的全数　字控制隔离型ＰＦＣ变换器试验样机。根据试验结　果．样机运行性能良好，相应的试验结果在此处给　出。如图７所示．给出了一系列该样机的试验波　形。图７（ａ）为变换器输出额定功率时，输入端电压　波形和电流波形。该波形在额定输入输出条件下　测得：输入端电压有效值２２０Ｖ，频率５０Ｈｚ；输出　电压３７３Ｖ。从图７（ａ）中可以看出，该电流波形轮廓　具有良好的正弦性，因此变换器获得理想的ＴＨＤ　值和ＰＦ值。在满载输出功率且输入输出电压均为　额定条件下，测得输入端ＰＦ值为０．９９５。图７（ｂ）给　出了输入电压、电流的波形及其放大波形，从放大　波形可以看出，电流开关纹波频率为１　１０ｋＨｚ。　从上述试验结果可以得出，满载时，变换器　ＰＦ值达到０．９９５。此外，利用数字控制的灵活特　性，成功地实现了变换器软启动、输出过压、欠压　保护以及输入过压、过流保护等。　４　结语　本文研究了基于隔离型全桥拓扑应用于ＰＦＣ　变换器的全数字控制方案及其实现过程。最后，制　作了ＰＦＣ电感工作频率为１１０ｋＨｚ的样机，验证　了该变换器的优良性能，满载功率因数达到　０．９９５，实现了良好的输入电流波形校正功能。变　换器运行性能良好，各参数均达到了预期设计目　的。　通过提高系统的开关频率，可以大大减小变　压器以及输入电感的体积，因此可以大大增加系　统的功率密度，但是随着开关频率的增加，系统损　耗增加，必须采用软开关技术来协助达到较高转　Ｉｎｐｕｔ　ｃｕｒｒｅｎｔ：１　０Ａ／ｄｉｖ　（ａ）　额定输出功率网侧输入电压和输入电流的波形　Ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ：１００Ｖ／ｄｉｖ　Ｔｉｍｅ：１０ｍｓ／ｄｉｖ　霪　　ｒ／ｒ　　ｒ１　！；ｒ　　－ｉ：ＶｇＸ：一　ｒ　：上　－一　　ｉ霪　ｉ　ｒ　ｒ　二＿ｌ—　一一　ｉ：　：　：　：：：￡　：　：：　：：　：：　Ｊ一一一ｉ－，一一　一一一ｉ－，一一　一一一　一一　一一一　一一　　ｌｌ　　ｒ　ｒ　ｒＩ　　｝ｉ　１　一一一ｒ一一１一一一ｒ一一１一一一ｒ一一　一一一ｒ一一１…ｒ一一　…Ｌ一一Ｊ…Ｌ一一Ｊ一一一Ｌ一一』…Ｌ一一』一Ｌ一一　ｌ　ｒ　ｒ　　ｒ１　　Ｉｒ　　Ｉ一一一　一一　…　一一　一一一　一一　一一一　一一　一一一　一一　（ｂ）　网侧输入电压波形和输入电流波形的开关纹波　图７　单级隔离型ＰＦＣ变换器试验波形　换效率。　参考文献　［１］　Ｃａｎａｌｅｓ　Ｆ，Ａｂｕｄ　Ｄ，Ａｍｕ　Ｊ，ｅｔ　ａ１．Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　ａ　Ｔｗｏ　Ｓｔａｇｅ，　１　ｋＷ　Ｂａｔｔｅｒｙ　Ｃｈａｒｇｅｒ　ｗｉｔｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ［Ａ］，　ｉｎ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｌＥＥ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖａｒｉａｂｌｅ—Ｓｐｅｅｄ　Ｄｒｉｖｅｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．１　９９４．６２６—６３　１．　【２］　王群，姚为正，刘进军，等（Ｗａｎｇ　Ｑｕｎ，Ｙａｏ　Ｗｅｉｚｈｅｎｇ，　Ｌｉｕ　Ｊｉｎｊｕ）．谐波源与有源电力滤波器的补偿特性　（Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｓｏｕｒｃｅ　ａｎｄ　Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ　ｏｆ　Ａｃｔｉｖｅ　Ｐｏｗｅｒ）［Ｊ］，中国电机工程学报（Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＣＳＥＥ），２００１，２１（２）：１６—２０．　［３］　张卫平．绿色电源一现代电能变换技术及应用［Ｍ］．北　京：科学出版社，２００１．　［４］　Ｙａｎｇ　Ｅ　Ｘ，Ｊｉａｎｇ　Ｙ，Ｈｕａ　Ｇ，Ｌｅｅ　Ｆ　Ｃ．Ｉｓｏｌａｔｅｄ　Ｂｏｏｓｔ　Ｃｉｒｃｕｉｔ　ｆｏｒ　Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ　ＩＡ］．ｉｎ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ＩＥＥＥ　ＡＰＥＣ［Ｃ］．１　９９３．１９６—２０３．　［５］　贲洪奇，吴新科，刘昭和．基于脉冲宽度调制控制策略　的零电流开关高功率因数ＡＣ／ＤＣ变换器ＩＪＪ．中国电　机工程学报，２００３，２３（９）：４８—５２．　作者简介　杭丽君（１９７９一），女，博士研究生，研究方向为电力电　子系统集成及其ＤＳＰ控制。　吕征宇（１９５７一），男，教授，博士生导师，研究方向为电　力电子功率变换与系统控制　５