RCC变换器的设计

RCC变换器材是Ringing Choke Converter的简称，广泛应用50W以下的开关电源中。它不需要自励式振荡器，结构简单，由输入电压与输出电流改变频率。

RCC的基本电路如图6—13所示，电压和电流波形如图6—14所示。在VT1导通tON期间变压器T1从输入侧蓄积能量，在下一次截止期间tOFF变压器T1蓄积的能量释放供给输出负载。tOFF结束时，变压器电压UT1波形自由振荡返回到0V，见图6—14（c）。这电压通过基绕组加到开关晶体管VT1的基极，因此，晶体管VT1触发导通，VT1一导通就进入开始下一个工作周期。输入电压Uin是输入交流电压经整流的直流电压。

6—13 RCC基本电路

图6—14 电压和电流波形

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tON时的等效电路如图6—15（a）所示。晶体管VT1导通，因此变压器T1的初级线圈两端加上电压Uin。

图6—15 RCC的等效电路（a：tON时；b：tOFF时）

另一方面，在变压器次侧C2放电，供给输出电流IO。这期间，输出二极管VD1中无电

I12流，因此，变压器初次级侧不产生相互作用。L1中蓄积的能力为L1。

2tOFF时等效电路如图6—15（b）所示，因初级侧无电流，所以，图中未画出。tON时L1中蓄积的能力通过变压器T1的次级侧线圈L2释放给次级侧。从tON转换到tOFF瞬间，初次级侧线圈的安匝相等原理仍成立，因此，若变压器初级侧能力全部传递给次级侧，则

N1I1PN2I2P （6—32）

匝比n为

nN2 （6—33） N12电感与之比是与绕组匝数平方成正比例，即

N2n2N1设变压器输出功率为P2，则

L2 （6—34） L1传递给次级侧能量就变为输出功率。图6—16示出次级侧电压与电流之间关系。

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P2UoIO12L2I2Pf （6—35） 2U2UoUFUL （6—36）

图6—16 次级侧电压与电流之间的关系

式中，为变压器的效率。但是，若变压器的初级侧能量不全部传递给次级侧，其一部分能量变为变压器的热耗。

根据（6—32）式~（6—36）式，有

I1P2P2T （6—37）

U1tONnUTtON （6—38） U1tON2U12tONUtL11ON （6—39）

2U2IoTI1P这些等式可改写为

I1P2P2n1 （6—40） UU12tONI1PL1 （6—41） U1L1I12P （6—42） T2P2多路输出时，如图6—17所示，P2为

P2U2Io1U3Io2 （6—43）

占空比DtON，它是RCC设计时决定电路特性的重要参数。开关晶体管VT1的集电T极电流IC等于I1，因此，根据（6—37）式，

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IC1 （6—44） D由图6—18所示波形可知，tOFF时，VT1的集电极与发射极间所加电压Uce为

UceU21U1 （6—45） n1D

图6—17 多路输出电路

图6—18 开关晶体管的发射极与集电极间电压Uce

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图6—19 晶体管电流和电压与D之间的关系

图6—19示出改变D时，IC与Uce相对值的变化。D较大时，IC较小，但Uce较高，因此，务必选用高耐压晶体管。D较小时，Uce也较低，但IC增大。另外，这与变压器设计以及输出二极管和输出电容的选用也有关系。输入电压最低时D选为0.3~0.5进行参数设计是适宜的。

二、技术指标

输入电压：单相交流100V

输入电压变动范围：交流85V~132V 输入频率：50—60Hz 输出为两路：

1路输出：电压5V，电流3A 2路输出：电压12V，电流0.4A 总的输出功率：19.8W

三、占空比与工作频率的选定

此处选定DtON0.5。最低工作频率为fmin25kHz。工作频率较低时，噪声较T大，频率较高时，开关损耗增大，但可使变压器、电容等小型化。

四、输入直流电压U1的计算

U1的计算方法可以参考正向激励变换器。交流输入电压E1为85V~132V，则

U1100V~186V

五、变压器次级电流峰值I1P和匝比n，以及初级电感L1的计算

输入电压最低，而输出电流Io以过流保护设定点的电流，即Io的120%进行计算。对于RCC方式，这点的I1P最大，而f最低。

设UF0.55V，UL0.35V，0.94V，由计算出U2为

U2Uo1UFUL50.550.355.9(V)

类似计算出U3为

U3120.90.113(V)

输出为5V而过电流检测点时的输出电流为3A1.2，则变压器输出功率P2为

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P25.931.2130.426.4(W)

根据（6—37）式，

I1P导通时间，tONDT226.421.1(A)

0.94100120(s) 2f根据（6—38）式，输出为5V时，初次级匝比n12为

n125.90.059 100根据（6—39）式，初级绕组电感L1为

L110020s1.8(mH)

1.1六、磁芯的选用以及匝数N1、N2和N3的确定

要根据变压器设计参数选用最适宜的磁芯，如果不合适，再重新选用，反复多次直到合适为止。这里选用TDK的EEC28L磁芯，其磁芯与截面尺寸如图6—20所示。

图6—20 磁芯与截面的尺寸

变压器次级绕组匝数N2为

N2n12I1PL(mH)107

SBm2式中，S为磁芯的有效截面积（mm），Bm为最大磁通密度（3000高斯）

N20.0591.11.81074.8(匝)

81.43000N2选用5匝。

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初级绕组匝数N1为

N1变压器次级绕组匝数N3为

N2585(匝) n120.059N3七、变压器的设计

N2U351311(匝) U25.9首先求出流经变压器绕组中电流大小。输入电压U1最低，而输出电流Io1和Io2最大时，变压器绕组中电流最大。这时变压器输出功率P2为

P25.93130.422.9(W)

根据（6—37）式，I1P为

I1P222.920.97(A)

0.94100电流波形如图6—21所示，I1的有效值为

I1rmsI1P60.9760.40(A)

图6—21 线圈绕组中电流波形

根据输出电流Io1，采用下式求得流经输出5V绕组中I2电流的峰值I2P为

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I2P2Io12312(A) D0.5有效值I2rmsI2P61264.9(A)

类似地求得输出12V绕组中电流有效值为

I3rms2I02D620.40.560.66(A)

变压器中需要有供给晶体管VT1基极电流IB的绕组，因此，下面计算其绕组匝数NB，电路如图6—22所示。

图6—22 基极绕组的设计

输入电压U1最低时，基极电流需要5.5V电压UB，据此求得

NBNB选为5匝。

晶体管VT1的基极电流IB为

UBN15.5854.7(匝) U1100IB式中，hFE设为10。

I1P0.970.097(A) hFE10IB的有效值为

IBrmsIB269(mA)

下面计算绕组所用漆包线的规格。如果绕组用的漆包线太细，则电阻过大，热耗较大。

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因此，漆包线的粗细指标由其电流密度Jd决定。电流密度Jd为单位面积允许通过的电流（Amm2），JdI，式中I为电流，S为漆包线的截面积。Jd由变压器的允许温度、S磁芯温度特性以及所使用的绝缘材料的最高使用温度决定。

变压器的环境温度是气温加上内部上升的温度，但准确计算出内部上升的温度是比较困难的，电流密度（或绕组损耗）与变压器温度上升之间关系是比较复杂的，自然风冷与强迫风冷有很大不同，因此，以往的经验是非常有用的。

自然风冷时，Jd选为1.5~4Amm2，强迫风冷时Jd选为3~6Amm2较适宜。变压

器较小时可以选用较大电流密度，而较大时可以选用较小的电流密度。

磁芯与绕组的最佳温度只能在实际工作时测量变压器温度而确定。这里以

Jd4Amm2进行设计。

下面求绕组所用漆包线的线径。先计算初级绕组所用的漆包线的线径，需要的截面积S为

SI1rms0.400.1(mm2) Jd42mm，其漆包线截面积比计算的S大的最细的漆包线内径为0.4，截面积为0.1257的外径为0.456。其它绕组也类似地进行计算。次级绕组用3根并绕。绕组的空间根据使用的磁芯与线圈骨架进行计算，如图6—23所示。

图6—23 绕组空间

绕制方法说明如下，绕法不同时漏感（漏磁）要变化，因此，绕制线圈的方法要保证初次级间磁耦合良好。确保初次级的绝缘是保证安全的重要措施，各国对安全规格，绝缘材料的厚度与绝缘距离都有明细的规定。

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这里采用图6—24所示的绕制方法。初次级绕组主要交互重叠绕制，使磁耦合最佳。考虑到适合UL（美国）和CSA（加拿大）的安全规则，在线圈骨架两端垫入2mm厚的绝缘条，消除初次级以及3次绕组的表面距离。为此，实际绕组空间高度为24.22220mm。初次级以级绕组间叠入3层绝缘条，其耐压达到1250V，绕组空间高度为20mm时，可计算各绕组绕几层。

图6—24 绕组截面示意图

对于初级绕组，每层绕的匝数为

20201142.9(匝) r0.456取42匝。式中，r为绕组外线径，层数为

N1852.02(层)，取3层。 4242因此，初级绕组绕3层，但第3层的匝数较少，剩下空间绕制屏蔽线圈，最后验证这些绕组是否能容下。总的绕组的厚度d为

drldt1.2

式中，r为线径，l为层数，dt为绝缘条厚度，而且必须有1.2倍的余裕量，如果没有余裕量，再重新进行计算。

设绝缘条厚度0.05mm为，则

d0.45630.7760.5600.05151.24.144.45

验算结果表明可以绕下。

初级绕组的电感L1为1.8mH，磁芯有间隙，使磁芯的AlValue值减小。必需值为

AlValueL11.8249(nHN2) 22N185 由图6—25可知，间隙Lg为0.5mm。图6—26（a）是磁芯中间脚留有间隙，这对厂家依赖性较大，但在不易得到适宜的AlValue的磁芯时，必须修改设计适合于容易获得的磁芯的AlValue。图6—26（b）是一种垫入的材料形成间隙而获得必要的AlValue的

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方法。然而，这种方法的漏磁大，它成为噪声源，因此尽量采用图6—26（a）所示方法。

图6—25 AlValue与间隙之间的关系

图6—26 间隙的形成（a）中间有间隙，（b）加入垫片形成的间隙

八、开关晶体管的选用

首先根据设计的变压器计算有关参数。 匝比n12N250.059 N185根据（6—40）式，有

I1P2P2n1226.40.0591U0.945.91001.1(A) U12L11.81.119.8(s) U1100 根据（6—41）式，有

tONI1P 根据（6—42）式，有

L1I12P1.81.120.94T38.8(s)

2P2226.4第 11 页 共 17 页

因此，f1125.7(kHz) T38.8sDtON19.80.51 T38.8BmI1PL11.11.81072862(高斯)

SN181.485当输入电压U1最高，输出电流Io1和Io2最大时进行计算。 这时，U1186V，

P25.93130.422.9(W)

根据（6—40）式

I1P2P2n1222.90.05910.75(A) U0.945.91862U1L11.80.757.3(s) U1186 根据（6—41）式

tONI1P 根据（6—42）式

L1I12P1.80.7520.94T20.8(s)

2P2222.9 因此，f48kHz，D0.35

晶体管VT1的电压Uce波形如图6—29所示，但实际电压波形如图6—27所示，U1r是由于VT1从导通到截止时变压器漏磁通由表初级传递到次级的能量而形成的电压。漏磁通的计算非常复杂，设计时采用下式。

U2UU1r1.52 （6—46） nn 由于

U2100(V)，所以U1r50(V)。 n 图6—28示出初级的恢复电路与吸收电路。恢复电路中的在此例中R3设为33k，但根据工作时的Uce波形对其进行调整，使U1r50(V)来确定R3值，U1s是初级回路中电感

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而形成的浪涌电压，采用晶体管两端接入的RC吸收电路限制其电压峰值。

图6—27 开关晶体管VT1的Uce的波形

图6—28 恢复电路与吸收电路

图6—29 通断时晶体管VT1的电流与电压

RC值由试探法确定，作为设计时参考。

VT1集电极最高电压为

UcepU2U1rU1SU1max1005030186366(V) n图6—28中VD4的反向电压与Ucep相同。因此选用Ucep450V的晶体管。VT1集电

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极电流峰值IcpI1P1.1A。

根据以上计算值，选用2SC4051晶体管即可。2SC4051晶体管的Uceo为450V，Icp为6A。

晶体管VT1由截止转为导通时，其电流波形就是吸收电路中电容放电的电流波形，如图6—29（a）所示，而图6—29（b）是这时Uce和Ic的放大波形。这时电流峰值随电容值而

改变，此例中为

Icp2。另一方面，VT1从导通转为截止时，电压和电流波形如图6—29（c）

所示。导通损耗Pr与断开损耗Pf可按下式计算。 设trtf0.3s

Icptr111.10.31PrU1max1860.24(W)

62T6221Pftf110.31UcepIcp3661.10.96(W) 6T621设VT1的饱和电压Usat1.0V，通态功耗PON为

PON11IcpUsatD1.110.360.20(W) 22VT1的全部功耗Pq为1.4W。

PN结与管壳间温度Tjc为

TjcPqRjc1.43.124.4C

Tcf即的VT1集电极与散热器间温度非常低。如果散热器温度为100C，结温就为

110C以下。

九、输出二极管VD2的选用

二极管VD2中电流与图图6—21所示电流I2相同。但实际上tOFF时必须考虑反向漏电流。tOFF时反向电压Udr为

UdrUo1U1n12

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其最大值为

Udrmax51860.05916(V)

VD2采用肖特基二极管D5SM3M，它的峰值反向电压额定值为30V，有足够的余裕

量。计算二极管功耗从而确定散热器大小。二极管流经正向电流时功耗Pf为

PfI2P12UF1Dmin0.551.0352.1(W) 22流经反向漏电流时功耗Pr为

PrUrIrD16.02mA0.3511.2(mW)

从产品目录上查到Ur17V，Tc100C时，二极管反向漏电流为2mA。所以

Ir2mA，Ur由上述计算出Ur16.0V。这功耗非常小可以忽略。

由PN结散热器间热阻Rjf与Pf计算出

Tjf62.213.2C

若Tjmax100C，环境温度为60C，需要的散热器的热阻为

RjaTjmaxTjfTaPf10013.26012.8(CW1)

2.1再计算12V输出电路中所用二极管册参数。反向电压最大值为

UdrmaxN311U1maxUo21861236(V) N185 因此，选用高耐压肖特基二极管S2S6M，S2S6M的反向峰值电压为60V，输出电

流为1.3A。

十、输出电容C2与C3的选用

流经电容C2的纹波电流IC2为IC2I2Io，如图6—30所示。IC2的有效值为

tOFFt222 IC2rmsONI2IIIIoP2PooT3T12输入电压最低，输出功率最大时，其值最大

11IC2rms12212332324.9(A)

23212第 15 页 共 17 页

12V输出电路中电容C3的纹波电流也类似方法进行计算。

11IC3rms4.924.90.40.420.421.94(A)

23212C2选用PL系列耐压10V，容量为1500F的4个电容并联，每个电容允许纹波电流

为1440mA，因此

1440mA45.76(A)4.9(A)

图6—30 输出电容中的纹波电流

C3选用耐压16V，容量为390F电容，其电容允许纹波电流为730mA，选用3个并联，对于1.94A来讲有足够的余裕量。输出纹波电压较大时，在输出回路中接入LC滤波器，以致纹波电压，如图6—31所示。L选用几H~50H电感，C选用C2或C3容量的1即可。

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图6—31 RCC设计实例

十一、控制电路的设计

RCC控制电路实例如图6—31所示。这电路中5V输出电压通过光电耦合器PC1进行反

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馈，控制tON时间，使输出电压稳定，从而获得高稳定度输出电压的电源。输出电压上升时，

tON变窄，从而使输出电压下降，保持输出电压不变。

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